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Improved Analog Optical Fiber Link for SignalMeasuring in a High Power Testing Facility (Enlace analógico por fibra óptica optimizado para medición de señales en instalaciones de prueba de Alta Potencia)

José C. Velázquez, Julio C. Montero, Joaquín H. Rodríguez y Raúl Garduño

Abstract

T his paper introduces a new measuring system for highly aggressive EMI environments based on fiber optic transmission links and microprocessor-based error compensation. The analog fiber-optic

transmitter-receiver system as applied in a high-power mid-voltage testing laboratory is presented. The optical fiber links are particularly well suited to this kind of application because of their dielectric nature and electromagnetic interference immunity properties. Additionally, the measuring system relies on a clever error compensation system, feedback and self-check features to monitor all vital functions, including battery charge level, datalink integrity, recovery and, if necessary, synchronization, and sophisticated data analysis. This work demonstrates that the optical fiber approach provides a unique, electrically isolated, lightningproof analog data transmission system, and that measuring systems based on optical fibers are now feasible and computer microprocessors play an important role in its integration.

Artículo publicado originalmente en International Journal of Mathematics and Computers in Simulation. Issue 1, Vol. 1, 2007, pp. 40-45.

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I. Introducción

En México, la Comisión Federal de Electricidad (CFE) cuenta con el Laboratorio de Pruebas de Equipos y Materiales (LAPEM) [1], el cual está formado por un grupo de laboratorios encargados de validar el cumpli-miento de los estándares de todos los equipos eléc-tricos antes de que sean puestos en servicio público. Uno de los más importantes es el laboratorio de Alta-Potencia (AP) [2], el cual actualmente está siendo modernizado por el Instituto de Investigaciones Eléc-tricas IIE. En el laboratorio de AP, dispositivos como interruptores, corta circuitos, transformadores, fusibles, entre otros son sometidos a pruebas para determinar su respuesta a determinados corrientes y voltajes, incluyendo pruebas destructivas en condiciones de corto circuito hasta de 38 kV y 70 kA.

El ambiente electromagnético en el laboratorio de AP es muy agresivo debido a la interferencia causada por los transitorios de alta corriente y alto voltaje. Por lo tanto, el mayor reto para el sistema de medición es mantener una alta inmunidad a la interferencia electro-magnética (EMI) y un aislamiento eléctrico muy alto, así como una alta precisión y un ancho de banda grande. Estos requerimientos impiden el uso de circuitería y cableado coaxial convencionales, y sugieren el uso de fibras ópticas como medio de transmisión y electrónica de diseño especializado, para la medición de las señales eléctricas requeridas durante las pruebas.

Las fibras ópticas han sido ampliamente utilizadas en aplicaciones de comunicaciones digitales donde la alta velocidad y el gran ancho de banda son el reque-rimiento principal, pero la transmisión de una compo-nente de DC no es requerida. Por otro lado, la exactitud y la precisión de enlaces de transmisión analógica por fibra óptica para un sistema de medición bajo condiciones de alta interferencia electromagnética, es altamente dependiente de mantener bajo control el voltaje la deriva de offset en CD debido a los cambios de temperatura. Consecuentemente, un mecanismo de compensación de error ha sido implementado para el sistema de medición en esta clase de aplicaciones.

Este artículo presenta un sistema de medición para señales eléctricas en ambientes muy agresivos de EMI. El sistema basado en enlaces de transmisión por fibras ópticas y la compensación del error basada en microprocesador tiene la capacidad de monitorear la integridad del enlace de datos y restablecer el enlace empleando la retroalimentación y características de auto-recuperación. La sección II presenta una breve descripción de las instalaciones y requerimientos de prueba. La sección III presenta una descripción del sistema de medición incluyendo el transmisor remoto y el receptor. La sección IV describe el mecanismo de acondicionamiento de la señal en el transmisor. Las secciones V y VI describen los esquemas de compensa-ción de la deriva del voltaje de DC y el ancho de banda. La sección VII describe la estrategia de calibración automática y la sección VIII muestra cómo obtener el error de transmisión. Finalmente las conclusiones son presentadas en la sección IX.

Resumen

preciso, características de retroalimentación y de auto-diagnóstico para monitorear todas las funciones vitales, incluye el nivel de carga de baterías, la integridad del enlace de datos, la recuperación del enlace y si es nece-sario la sincronización, así como un sofisticado sistema para análisis de datos. Este trabajo demuestra que el empleo de fibras ópticas provee un enfoque único para obtener aislamiento eléctrico, un sistema analógico de transmisión de señales a prueba de descargas eléctricas y, adicionalmente, que estos sistemas de medición son ahora más eficientes dado que los microprocesadores juegan un rol muy importante en su integración.

Este artículo presenta un nuevo sistema de medición para ambientes con interferencia electromagnética (IEM) altamente agresiva, basado en un enlace de trans-misión por fibra óptica con compensación de error por un sistema basado en microprocesador. Se presenta la aplicación del sistema de transmisión-recepción analó-gica por fibra óptica en un laboratorio de pruebas de alta potencia y media tensión. Los enlaces de fibra óptica son particularmente apropiados en esta clase de aplicaciones debido a su naturaleza dieléctrica y a sus propiedades de inmunidad a la interferencia elec-tromagnética. Adicionalmente, el sistema de medición cuenta con un sistema de compensación de error muy

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II. Requerimientos de prueba

III. Descripción del sistema de medición

El enlace analógico de fibra óptica del sistema de medi-ción es básicamente un transceptor de fibra óptica compuesto por tres partes principales: el transmisor remoto, la unidad receptora y un enlace de comunica-ción por fibra óptica [4], como se muestra en la figura 1. El transmisor remoto localizado en el área de pruebas bajo alta EMI en el laboratorio de AP, adquiere, ajusta y envía la señal analógica de entrada. La unidad recep-tora, localizada en el cuarto de control en el laboratorio de AP, remodela y filtra la señal transmitida y envía la señal analógica resultante a un digitalizador para su futuro procesamiento. El enlace de comunicación consiste de dos canales de fibra óptica que proveen aislamiento eléctrico e inmunidad al alto voltaje y la EMI en el ambiente del laboratorio de AP.

El enlace analógico de fibra óptica fue diseñado para cumplir con una zona plana desde DC hasta 200 KHz de ancho de banda, con una deriva térmica de offset en CD de 5 mV/°C y menos del 1 % de variación en la ganancia a través del enlace.

Debido al amplio rango de entradas analógicas de voltaje, el transmisor remoto tiene un esquema de acondicionamiento que puede manejar señales desde 200 mV hasta 200 V en nueve rangos de atenuación seleccionables. Ya en el transmisor remoto la señal analógica de entrada es modulada en frecuencia, y convertida en un rayo infrarrojo para viajar a través del canal de la fibra óptica. En el otro extremo del canal el receptor se encarga de convertir la señal de luz en voltaje, lo amplifica, demodula y acondiciona para que pueda ser usada por el posprocesamiento. La señal analógica de salida está en el rango de 10 volts y puede ser procesada por prácticamente cualquier dispositivo digitalizador.

Las características de configuración permiten seleccionar de los rangos de entrada para la operación, diagnóstico y la autocalibración automática. También, la versátil fuente de alimen-tación en el interior del transmisor permite detectar la conexión de la fuente de alimentación de CA y cambiar la alimentación a baterías si la fuente de CA es desconectada. Un controlador remoto digital interno mide el voltaje de las baterías y controla la carga de éstas.

Figura 1. Diagrama a bloques del enlace analógico de fibra óptica.

La medición de variables eléctricas en el laboratorio de AP es un gran reto. La medición y acondicionamiento de señales de grandes voltajes y corrientes, en el orden de los kA y kV, debe ser considerada antes de trans-mitir esta información hacia el cuarto de control para su futuro análisis. Sin embargo, el problema principal es preservar la integridad de la señal, la cual debe ser

transmitida sin ninguna distorsión. Para resolver este problema, ha sido desarrollado un sistema de medi-ción capaz de medir y acarrear señales analógicas con el mínimo error adicionado y con suficiente amplitud para poder realizar su post procesamiento [3]. También las señales a ser medidas dependen del tipo de prueba ejecutado. Cada vez que una prueba es configurada, una cantidad y tipo de señales debe ser seleccionada.

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Transmisor remoto

El equipo transmisor consiste de una sección digital y una sección analógica, las cuales están físicamente separadas pero que interactúan una con otra. La sección digital se encarga de recibir e interpretar los comandos serie de llegada de la sección digital del equipo receptor en el cuarto de control. La sección analógica realiza el acondicionamiento de señal. Después, la señal analógica es modulada y convertida en luz infrarroja para viajar a través del canal de la fibra óptica.

Figura 2. Diagrama a bloques del transmisor.Como se muestra en la figura 2, cuatro módulos inte-gran el transmisor remoto: el controlador digital remoto, el módulo de acondicionamiento analógico, el transmisor analógico y la fuente de alimentación. Un enlace de fibra óptica es empleado para recibir los comandos de control y el otro es multiplexado para las respuestas de los comandos de control y la transmisión de la señal analógica.

El elemento central en el transmisor analógico es un oscilador controlado por voltaje VCO que oscila a una frecuencia inicial de acuerdo con el voltaje de referencia Vs para generar la salida en el VCO a la frecuencia ω0, la cual es llamada frecuencia central de libre desplazamiento. La frecuencia de salida del VCO es:

[1]

donde GVCO es la ganancia en frecuencia del voltaje a radianes del VCO expresado en radianes por segundo por volt, y VE es el voltaje aplicado a la entrada de control del VCO para establecer la frecuencia angular central y para modular ω(t). El voltaje de entrada es:

[2]

donde Vm(t) es la señal moduladora, Vs es el voltaje de referencia en CD para producir ω0 y VN es el voltaje de ruido en la entrada del VCO. Substituyendo (2) en (1) se obtiene:

[3]

Con funciones de sensitividad:

[4]

[5]

[6]

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[7]

Por lo tanto, la incertidumbre para ω(t) está dada por:

[8]

Donde w1, w2, w3 y w4 son los errores estimados o medidos por w0, GVCO, Vs, VN respectivamente. Por otra parte, el VCO puede ser expresado como:

[9]

El cual es el corazón del modelo del VCO para el análisis en tiempo y corresponde a un modu-lador FM de la forma:

[10]

Receptor

El equipo receptor está disponible en una configura-ción para montaje en rack. Un gabinete para rack puede alojar hasta 32 canales de receptores y se encuentran instalados en el cuarto de control en el mismo rack del sistema de adquisición de datos. Igual que en el equipo transmisor, el receptor también cuenta con secciones analógica y digital.

La figura 3 muestra un diagrama simplificado a bloques de un receptor. La sección analógica es la encargada de detectar, amplificar y demodular la señal analógica de llegada proveniente del equipo transmisor, así como la amplificación de la señal demodulada a un nivel adecuado para su digitalización y posprocesamiento. La sección digital es la interfaz entre el sistema de control remoto y el transmisor remoto; el cual es responsable de enviar y recibir comandos a través de una interfaz RS-485.

Figura 3. Diagrama a bloques del receptor.

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IV. Acondicionamiento de entrada

Existen siete pasos de atenuación y dos pasos de amplificación de la señal. La tabla 1 muestra la combinación de atenuador pasivo y el amplificador de ganancia programable PGA para acondicionar señales analógicas desde 200 mV hasta 200 V. Rangos adicionales de atenuación pueden ser obtenidos con una apropiada combinación de del atenuador pasivo y el PGA.

Tabla 1. Arreglos de atenuación.

Vin (Vpp) Atenuador pasivo PGA Atenuacion

200 50 0.5 100100 50 1 5040 50 2.5 2020 5 0.5 1010 5 1 54 1 0.5 22 1 1 11 1 2 0.5

0.4 1 5 0.25

Figura 4. Acondicionamiento de señal en el transmisor.

V. Compensación de la deriva en CD

Debido a que en las pruebas de alta potencia no solo implican señales de CA, también señales de CD, por lo que es muy importante mantener al mínimo la desviación en CD para tener un error debido a transmisión muy pequeño. El equipo transmisor es el que se encuentra expuesto a las dos fuentes más importantes de desviación en CD: el calentamiento interno y la tempe-ratura del ambiente. El calentamiento interno es producido por el comportamiento natural de los dispositivos electrónicos y la influencia externa es debido al tamaño de la zona de pruebas de alta potencia, donde es imposible tener un ambiente controlado. Los cambios en la tempe-ratura originan una desviación en CD de 20 mV por grado centígrado.

Los divisores de voltaje pasivos seleccionables son los encargados de acondicionar la señal de voltaje de entrada que puede ser de hasta 200 volts. Reducir un voltaje es una tarea simple, pero acondicionar una señal analógica desde CD hasta 200 KHz con un ancho de banda plano y sin distorsión es mucho más difícil. La figura 4 muestra el diagrama a bloques para el acondicionamiento de señal a la entrada del trans-misor remoto. Un atenuador pasivo es diseñado utili-zando la ecuación R1C1=R2C2. Las resistencias R1 y R2 son propuestas para 1 M ohm de impedancia de entrada. El capacitor C1 también es propuesto y C2 es calculado para obtener un ancho de banda plano hasta 200 KHz.

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Figura 5. Compensación de deriva en CD en el transmisor.

Figura 6. Ancho de banda del sistema de medición.

Para corregir los efectos del calentamiento interno y las variaciones en el ambiente que afectan al trans-misor, primero se obtiene su curva de respuesta natural a la temperatura. Lo que significa que el equipo fue probado en el interior de una cámara térmica sin el circuito de compensación, y después de encender los circuitos y estabilizarlos por 30 minutos a 25 °C de temperatura, se realiza el proceso de calibración. La cali-bración consiste en poner a tierra la entrada de señal y ajustar algunos puntos en los circuitos transmisor y receptor para obtener señales muy similares en la salida del receptor. Después de esto la temperatura en la cámara se baja a 0 °C y se mantiene este nivel por un periodo de 30 minutos, entonces se mide y se registra el nivel de offset en CD. El siguiente paso fue programar la temperatura en la cámara con una rampa de 0 °C a 50 °C en un periodo de 6 horas, como se muestra en la figura 5.

VI. Compensación del ancho de banda

Los sistemas de comunicación usualmente consideran un ancho de banda a -3 dB, lo cual implica una reducción de la ganancia a 0.707 de la señal originalmente puesta en el transmisor. Por lo que el error está cercano al 30% de la señal, esto es usualmente originado por el filtro pasa-bajas. La figura 6 muestra la respuesta en frecuencia del sistema de medición. La gráfica corresponde a un filtro pasa-bajas tipo Butterworth. La respuesta en frecuencia del diseño original se muestra como la grafica simulada, con una frecuencia de corte a -3dB a 1 MHz. La respuesta real muestra una frecuencia de corte ligeramente antes del ancho de banda deseado de 1 MHz. Finalmente la respuesta optimizada muestra una amplia zona plana con una desviación de 0.05 dB hasta 200 KHz, después una frecuencia de corte a -3dB situada en 800KHz. Para propósitos de medición, la zona plana de 200 KHz es el requerimiento más importante de satisfacer, necesario para mantener los errores de medición dentro del 0.5%.

Todo el enlace analógico de fibra óptica puede ser modelado de manera simple con una función de transferencia de segundo orden:

[11]

Que tiene las siguientes propiedades importantes: ganancia en CD GCD=2.01, ganancia pico Gp=2.02, frecuencia natural de oscilación de fn=500 kHz, coeficiente de amortiguamiento Cd=0.65, y una constante de tiempo τ=0.489 µs.

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VII. Procedimiento de calibración automática

Figura 8. Diagrama a bloques para el programa de calibración.

Figura 9. Gráfica de corriente en una prueba de corto circuito.

Un enlace RS-485 permite la comunicación entre el sistema de adquisi-ción de datos y el controlador del receptor. Los comandos de calibración pueden ser seleccionados desde el software de configuración en el sistema de adquisición de datos. El programa de calibración carga un archivo espe-cífico con un arreglo de datos de calibración para la primera calibración. Después de esto cada nuevo arreglo de datos de calibración se sobre escribe en el archivo. La figura 8 muestra el diagrama para el proceso de calibración. La calibración del offset en CD es necesaria antes de la calibra-ción de ganancia.

Figura 7. Circuito de calibración.El proceso de calibración reduce el error de offset en CD y ajusta la relación de ganancia Vo/Vi. El programa de calibración permite la selección de una entrada en el transmisor remoto y digitaliza la salida de voltaje en el receptor analógico. La figura 7 muestra el esquema transmisor-receptor con el selector de canal a la entrada y la calibración de offset y ganancia a la salida. Los comandos de telecontrol desde el controlador del receptor hasta el controlador remoto son usados para seleccionar la entrada de referencia de tierra GND para la calibración de offset, y una entrada de referencia de voltaje de alta precisión para la calibración de ganancia. El PGA de transmisor es seleccionado para ganancia unitaria en ambos casos.

Para la calibración del offset en CD, la entrada seleccionada en el transmisor es la referencia de tierra GND, entonces se adquieren 1000 muestras y se digitalizan, el valor promedio de la adquisición es comparado con la referencia de tierra GND del sistema de adquisición de datos. Un potenciómetro digital de 256 pasos es ajustado en el receptor analógico para minimizar el error de offset en CD.

Una referencia de CD de alta precisión y bajo ruido es seleccionada en la entrada del transmisor, entonces se adquieren 1000 muestras y se digitalizan, el valor promedio de la adquisición es comparado con el voltaje de referencia en el sistema de adquisición de datos. Un amplificador de ganancia programable en el receptor analógico es ajustado para minimizar el error de ganancia Vo/Vi. Arreglo de datos de calibración es generado con valores específicos para cada canal de enlace. La figura 9 muestra la gráfica de una medición de corriente real.

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VIII. Estimación del error

La exactitud y precisión son medidas y estimadas para el transmisor, el receptor y para el enlace completo de fibra óptica del sistema de medición. La exactitud está determinada por los errores sistemáticos y limitada por la precisión. La precisión está determinada por los errores aleatorios. Las fuentes de errores sistemáticos incluyen la desviación de la linealidad, la respuesta a la frecuencia, offset de voltaje, ganancia de señal y regulación de la potencia óptica. Las fuentes de errores aleatorios comprenden la deriva del offset del voltaje térmico, la deriva del offset del voltaje térmico del modulador y demodulador, la deriva de la ganancia del voltaje térmico del modulador y demodulador, ruido térmico, y ruido de la fuente de alimenta-ción. El offset del voltaje térmico y la deriva de la ganancia del voltaje térmico del modulador son compensados localmente para limitar el error. El offset del voltaje térmico y la deriva de la ganancia del voltaje térmico del demodulador son compensados manteniendo constante la temperatura en el cuarto de control a 20 °C. La precisión del transmisor es:

[12]

En donde Et es la estimación del error del transmisor, To es la deriva del offset del voltaje térmico, Mo es la deriva del offset del voltaje del modulador, Mg es la deriva de la ganancia del voltaje del modulador, Tn es el ruido térmico del transmisor, y Sn es el ruido de la fuente de alimentación del transmisor. El error aleatorio del receptor es:

[13]

En donde Er es la estimación del error del receptor, Ro es la deriva del offset del voltaje térmico del receptor, Do es la deriva del offset del voltaje del demodulador, Dg es la deriva de la ganancia del voltaje del demodulador, Rn es el ruido térmico del receptor y RSn es el ruido de la fuente de alimentación del receptor.

La estimación del error aleatorio para el sistema de medición completo incluyendo el trans-misor, el receptor y el enlace de fibra óptica, está dada por:

[14]

En donde Pm es la precisión del sistema de medición, Er es la estimación del error del receptor, y Et es la estimación del error del transmisor.

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IX. Conclusiones

Este artículo introdujo un enlace analógico de fibra óptica mejorado para la medición de señales en un laboratorio de pruebas de alta potencia. El enlace propuesto incluye ambos un transmisor y un receptor novedosos. Este enlace es muy versátil debido a su muy amplio rango de magnitudes de la señal de entrada (200 mV a 200 V) y ancho de banda (DC a 200 kHz). Por lo cual el enlace puede ser usado en una amplia variedad de aplicaciones de medición en donde sean requeridos ambos aislamiento galvánico y alta inmunidad a la interferencia electromagnética.

El circuito del transmisor remoto incorpora un método inteligente en hardware y software de compensación térmica que cancela los errores indeseados debidos a la variación de tempera-tura. Este enfoque permite satisfacer requerimientos internacionales estrictos con respecto a los máximos errores de medición de señales eléctricas (< 1%) en instalaciones de prueba de gran potencia.

También, el procedimiento automatizado de calibración reduce dramáticamente la cantidad de tiempo requerido para establecer las condiciones iniciales de la prueba, así como la dura-ción de los periodos de mantenimiento de los enlaces de comunicación.

La función de transferencia fue obtenida a partir de datos experimentales. Con este modelo es posible analizar el comportamiento dinámico del sistema en ambos dominios de tiempo y frecuencia. Aunque la respuesta al escalón no se muestra en el artículo, la constante de tiempo de todo el enlace óptico es de 0.5 microsegundos aproximadamente, lo cual significa que el sistema de medición puede adquirir las señales en la zona plana requerida de 200 kHz de la respuesta a la frecuencia.

Finalmente, la operación del sistema de medición depende fuertemente del esquema de compensación inteligente de errores, la retroalimentación y las características de auto-chequeo que monitorean todas las funciones vitales.

Referencias

[1] La luz de un laboratorio. Investigación y Desarrollo. Octubre, 2002. www.invdes.com.mx/anteriores/ Octubre2002/htm/cfe.html.

[2] CFE Comisión Federal de Electricidad. www.cfe.gob.mx/es/NegociosConCFE/ventadeservicios/tecnicosespecializados.

[3] Manual de usuario y comisionamiento de los enlaces electro-ópticos para media y baja frecuencia. Departamento de Comunicaciones. Instituto de Investigaciones Eléctricas. 1992.

[4] Sistema de adquisición de datos para señales eléctricas del Laboratorio de Corto Circuito del LAPEM. Especificación técnica. Julio, 2006.

[5] B. de Metz-Noblat, F. Dumas, G. Thomasset. Short-circuit current calculation. Tech-nical Notebook Num. 158. Schneider Electric. September, 2000.

[6] IEEE Std. 4 1995, “IEEE Standard High Voltage Testing Techniques”.

[7] C. Henn. Fiber Optic Transmission. Application Bulletin AB-192 Burr Brown Co. 1993.

[8] J. Montero, J. Velázquez, M. Gómez, R. Garduño and T. Aguilar, “Measurement system for electrical variables in a high EMI environment,” 5th WSEAS International Conference on Applied Electromagnetics, Wireless and Optical Communications (ELECTROSCIENCE ‘07), Tenerife, Spain, December 14-16, 2007.

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J. CONRADO VELÁZQUEZ HERNÁNDEZ [jconrado@iie.org.mx]

Ingeniero en Electrónica e Instrumentación Industrial por el Instituto Tecno-lógico Regional de Orizaba en 1992 y Maestro en Ciencias en Sistemas Digi-tales por el Centro de Investigación y Desarrollo de Tecnología Digital, del Instituto Politécnico Nacional, con la especialidad en Sistemas de Control Distribuido, en 2000. Se especializó en la Tecnología de Sistemas Micro Electro Mecánicos (MEMS) en diversas Universidades y Centros de Inves-tigación de México y Estados Unidos durante 2005 y 2006. Ingresó al IIE en 1993 como investigador en el Departamento de Comunicaciones y a partir de 1995 pasó a la Gerencia de Control e Instrumentación. Su ámbito de especialidad es el diseño y desarrollo de sistemas de comunicación por fibra óptica; diseño y especificación de redes de datos, voz y video alámbricas e inalámbricas; diseño y simulación de Sistemas Micro Electro Mecánicos (MEMS). Su línea de desarrollo es Comunicaciones, Electrónica y Control Distribuido.

JULIO C. MONTERO CERVANTES [jcmc@iie.org.mx]

Ingeniero Industrial en Electrónica egresado del Instituto Tecnológico de Piedras Negras, Coahuila, México, en 1988. Maestro en Ciencias en Inge-niería Electrónica por el Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico (CENIDET), Cuernavaca, Morelos, en 1994. Investigador de la especialidad de redes de comunicaciones en la Gerencia de Control e Instrumentación del IIE desde junio de 1992. Sus áreas de desarrollo son las comunicaciones digitales y analógicas vía fibras ópticas, y los sistemas de comunicaciones en general, desde el diseño de detalle e integración de sistemas en red y punto a punto, incluyendo equipos terminales de transmisión-recepción. Ha dirigido proyectos para la Comisión Federal de Electricidad (CFE) en las áreas de equipos y sistemas electro-ópticos para telemedición, participando en proyectos de modernización de enlaces de fibra óptica en la Unidad I de la Central Nucleoeléctrica de Laguna Verde (CNLV) de la CFE. También ha participado en proyectos de modernización de instrumentación y sistemas de control en refinerías de PEMEX, en el diseño y especificación de las redes de fibra óptica requeridas para enlazar los sistemas de control distribuido; diseño, especificación y costeo de las redes de información gerencial; de los sistemas de intercomunicación y voceo, y de los sistema de monitoreo por circuito cerrado de televisión.

JOAQUÍN H. RODRÍGUEZ RODRÍGUEZ [jrr@iie.org.mx]

Ingeniero en Mecánica y Eléctrica de la Universidad Autónoma de Nuevo León, Monterrey, N.L, México en 1974. Maestría en Ingeniería Eléctrica de la Universidad de Toronto, Toronto, Canadá en 1980. Diplomado en Comercia-lización de Tecnología en el Instituto Tecnológico y de Estudios Superiores de Monterey (ITESM) en 2001 y Diplomado y Especialización en Sistemas Micro Electromecánicos ITESI/FUMEC en 2003. Trabajó en la iniciativa privada nacional y extranjera entre 1974 y 1981, año en el que ingresó al IIE como Investigador Jefe del Laboratorio de Comunicaciones, donde dirigió proyectos en las áreas de electrónica, fibra óptica y comunicaciones, así como redes de radio y electrónica aplicada a las telecomunicaciones. Ha vendido y dirigido diversos proyectos bajo contrato con empresas públicas y privadas de México en el área de las telecomunicaciones. Fue catedrático en la Universidad del Estado de Morelos y del Centro de Investigación y Desarrollo Tecnológico (CENIDET). Ha publicado diversos artículos técnicos

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y ha participado en congresos nacionales e internacionales. Fue miembro del Sistema Nacional de Investigadores (SNI) Nivel I de 1985 a 2007. De 1996 a 2002 se desempeñó como jefe de proyectos bajo contrato, reali-zando servicios técnicos especializados en informática, sistemas de infor-mación con administración del conocimiento, y la integración de la univer-sidad virtual vía web para la subdirección de tecnología y desarrollo profe-sional de Pemex Exploración y Producción. Actualmente se desempeña como líder de proyectos en las disciplinas de instrumentación electrónica, telecomunicaciones y sistemas micro electromecánicos MEMS. De 2003 a la fecha es investigador en la Gerencia de Control e Instrumentación del IIE y realiza investigación en aplicaciones de Microsistemas MEMS y fibras ópticas en problemas de medición en equipos de potencia.

RAÚL GARDUÑO RAMÍREZ [rgarduno@iie.org.mx]

Ingeniero Electricista de la Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y Eléctrica, del Instituto Politécnico Nacional, México (ESIME-IPN) en 1985. Maestro en Ciencias del Centro de Investigación y de Estudios Avanzados del IPN (CINVESTAV-IPN) en 1987. Doctor en Filosofía de la Pennsylvania State University, Estados Unidos en 2000, como becario Fulbrigth. En 1986 trabajó en el Laboratorio Nacional de Ingeniería Mecánica en Tsukuba, Japón, en el desarrollo de sistemas de control para robots industriales. Ingresó al IIE en 1987, dedicándose al desarrollo de sistemas de control y automatización para centrales eléctricas. Sus áreas de investigación actuales incluyen los sistemas inteligentes de control, control de turbo-generadores y la optimización dinámica multiobjetivo de plantas eléc-tricas. Ha publicado más de setenta artículos en conferencias y revistas técnicas internacionales y cuatro capítulos de libros. Ha sido miembro de los comités técnicos internacionales de las principales conferencias de su área y ha sido asesor técnico para el CONACYT en México y para la National Science Foundation en Estados Unidos. Es miembro del Sistema Nacional de Investigadores (SNI) desde 1989 y es miembro Senior del IEEE desde 2003.

De izquierda a derecha: Raúl Garduño Ramírez y Julio C. Montero Cervantes.