Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz (Single

ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS INDUSTRIALES Y DE TELECOMUNICACIÓN

UNIVERSIDAD DE CANTABRIA

Trabajo Fin de Grado Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2

a 3 GHz (Single Pole DoubleThrow Radiofrequency

switch from 2 to 3 GHz)

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Graduado en Ingeniería de Tecnologías de Telecomunicación

Autor: Nael TM Nateel

Oct - 2012

GRADUADO EN INGENIERÍA DE TECNOLOGÍAS DE

TELECOMUNICACIÓN

CALIFICACIÓN DEL TRABAJO FIN DE GRADO Realizado por: Nael TM Nateel Director del TFG: Eduardo Artal Latorre Título: “Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz” Title: “Single Pole Double Throw Radiofrequency Switch from 2 to 3

GHz “ Presentado a examen el día: 26 de octubre de 2012

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GRADUADO EN INGENIERÍA DE TECNOLOGÍAS DE

TELECOMUNICACIÓN

Composición del Tribunal: Presidente (Apellidos, Nombre): Herrera Guardado, Amparo Secretario (Apellidos, Nombre): Artal Latorre, Eduardo Vocal (Apellidos, Nombre): de la Fuente Rodríguez, Luisa

Este Tribunal ha resuelto otorgar la calificación de: ...................................... Fdo.: El Presidente Fdo.: El Secretario Fdo.: El Vocal Fdo.: El Director del TFG (Sólo si es distinto del Secretario) Vº Bº del Subdirector Trabajo Fin de Grado Nº

(a asignar por Secretaría)

E.T.S. DE INGENIEROS INDUSTRIALES Y DE TELECOMUNICACION

Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. I

Capítulo 1. 1. INTRODUCCIÓN.…………….………………………………………………………………………………..Pág.1 1.1. MOTIVACIÓN DEL PROYECTO………………………………………………………………………...Pág.1 1.2. OBJETIVOS.………………………..…………………………………………………………..…………...Pág.2 1.3. DIODOS PIN PARA SISTEMAS DE MICROONDAS……..……….……………………………...Pág.2 1.4. DIODO PIN EN POLARIZACIÓN DIRECTA E INVERSA………..……………………………...Pág.3 1.5. PÉRDIDAS DE INSERCIÓN E AISLAMIENTO DE LOS CONMUTADORES……….……….Pág.4

Capítulo 2. 2. SIMULACIÓN Y DISEÑO.………..………………………………………………….……………………..Pág.5 2.1. SIMULACIÓN DEL DIODO PIN...……………………………………………………………………. Pág.5 2.2. CARACTERÍSTICAS DEl AISLAMIENTO Y PÉRDIDAS DE INSERCIÓN ENTRE PUERTOS. ……………………………………………………………………………………………….Pág.9 2.3. DISEÑO DE LAS PARTES DEL CIRCUITO CONMUTADOR CON ADS……………………Pág.14 2.3.1. RED DE POLARIZACIÓN DE LOS DIODOS…….………………………………………………Pág.14 2.3.2. ADAPTACIÓN ENTRADA/SALIDA Y CONDENSADOR DE BLOQUEO DE DC…….….Pág.18 2.3.3. DISEÑO DE LA ESUQEMA DE LOS DIODOS EN PARALELO SERIE Y LA RED DE SINTONIACIÓN DE LOS DIODOS…………………………………………………………………….Pág.19 2.3.4. VALORES DE LOS COMPONENTES Y EL ESQUEMA DEL CIRCUITO EN ADS………Pág.28 Capítulo 3. 3 LAYOUT Y PROCESO DE FABRICACIÓN. …………………………………..…………………………Pág.29 3.1. HUELLA DEL CONECTOR SMA…………………………………………………………………………Pág.29 3.2. GENERACIÓN DEL LAYOUT……………………………………………….……………………………Pág.30 3.3. EXPORTACIÓN DEL LAYOUT…………………………………………………………..………………Pág.30 3.4. PROCESO DE FABRICACIÓN……………………………………………………………………………Pág.33


Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. II

Capítulo 4. 4 MEDIDAS EN EL LABORATORIO…………………………………………………………………………..Pág.36 4.1. MEDIDAS EN CONTINUA DC...…………………………………………………………………..…….Pág.36 4.2. MEDIDAS DEL AISLAMIENTO…….........................................................................Pág.39 4.3. MEDIDAS EN DC, AISLAMIENTO, PÉRDIDAS DE INSERCIÓN, TIEMPOS DE CONMUTACIÓN DEL SPDT CON EL DRIEVER CONECTADO………………….…Pág.41 4.3.1. CONFIGURACIÓN DEL DRIVER DR65-0109.……………………………………….…….…….Pág.41 4.3.2 MEDIDAS EN DC DEL SPDT CONECTADO AL DRIVER………………………..………….….Pág.44 4.3.3 MEDICION DEl AISLAMIENTO, LAS PÉRDIDAS DE INNSERCION Y TIEMPOS DE CONMUTACION CON EL OSCILOSCOPIO.……..…………………..………………...Pág.45 (A)-DETERMINACION DE LA POTENCIA A APLICAR EN LA MEDIDA.……………….………...Pág.46 (B)-COMPROBACIÓN DE LAS MEDIDAS DEL AISLAMIENTO Y LAS PÉRDIDAS DE INSERCIÓN CON EL OSCILOSCOPIO.……………………………………………………………..….Pág.48 (C)-MEDIDAS DE LOS TIEMPOS DE CONMUTACIÓN……………….……….……………………....Pág.48 Conclusiones.……………………………………………….……………………………………………....Pág.52 Anexo.………………………………………………………………………..……………………………………..…….I Driver DR65-0109.………………………………………………….…………………………….…………………..….I BAR64..……………………………………………………………….…………….…………..………..…………………V Conector SMA 1.60 mm…….………………………………………….………………..………………………...XVI Palabras Claves.……………………………………………….……………………..…………………....XVIII Referencias.……………………………………………………….……………………..………………...…...XIX


Capítulo1. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. Pág.1

Capítulo 1 1. INTRODUCCIÓN.

Últimamente hemos asistido a un espectacular crecimiento del mercado de las comunicaciones inalámbricas y móviles, las cuales han llegado a introducirse en la sociedad como algo cotidiano e imprescindible.

Por lo cual, la investigación en nuevas tecnologías continua siendo imparable, haciéndose necesarios equipos cada vez más compactos, de menor consumo.

Y teniendo en cuenta la escasez del espectro radioeléctrico a la que deben hacer frente los futuros sistemas de comunicaciones móviles, las nuevas tecnologías deben explorar nuevas bandas de frecuencias, y aprovechar más eficientemente el espectro.

Precisamente el uso de las bandas de microondas y ondas milimétricas para comunicaciones inalámbricas en redes comerciales públicas es uno de los temas que está siendo especialmente activo como objeto de investigación en la actualidad, si bien no han sido completamente explotadas en los sistemas inalámbricos.

El aprovechamiento de estas frecuencias añade a la disponibilidad de espectro radioeléctrico, las ventajas de transmitir potencialmente señales de banda más ancha, una cobertura suficiente en interiores, y finalmente, una tecnología que permite la construcción e integración de antenas y componentes con la consiguiente reducción del tamaño de los sistemas.

Como contrapartida, la tecnología de transmisores y receptores de microondas no está completamente madura y su perfeccionamiento requiere un considerable esfuerzo en las primeras etapas de su desarrollo.

En estos momentos la tecnología asociada a la banda de 2 a 3 GHz tiene interés comercial debido a la previsible saturación del espectro de las bandas más bajas, en aplicaciones con gran potencial de crecimiento económico, como son los sistemas de comunicaciones personales PCS y las redes de área local inalámbricas WLAN.

1.1. MOTIVACIÓN DEL PROYECTO.

Los conmutadores de microondas son utilizados como elementos de control en gran variedad de aplicaciones en sistemas de radiocomunicación, ya que realizan la función de control y direccionamiento del flujo de la energía de la señal de radiofrecuencia (RF) desde una parte de un circuito a otro, por medio de señales de control externas.

Un conmutador en estado de alta impedancia se caracteriza por el aislamiento que pueda brindar entre sus puertos. El nivel de aislamiento es muy importante en las aplicaciones de


Capítulo 1. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. Pág2

transeptotes de media y alta potencia, ya que el conmutador debe de ser capaz de proteger al circuito receptor de la gran potencia de la señal RF transmitida.

En general, los conmutadores pueden ser operados manual o electrónicamente, sin embargo, muchas aplicaciones que utilizan circuitos integrados de microondas requieren tiempos de conmutación que no pueden ser llevados a cabo manualmente, recurriendo al control electrónico.

Los conmutadores controlados electrónicamente se pueden fabricar con diodos PIN o con transistores MESFET de GaAs.

El proyecto trata del diseño y la fabricación de un conmutador Single Pole Double Throw (SPDT) a base de diodos PIN, realizando simulaciones de diferentes configuraciones en serie/paralelo de los diodos PIN. Finalmente se ha fabricado el circuito que presenta una pérdida de inserción y aislamiento aceptables.

Las medidas experimentales se han realizado después de fabricar el PCB. Se han medido en el laboratorio los valores de aislamiento, pérdida de inserción y tiempos de conmutación.

1.2. OBJETIVOS.

El proyecto persigue cumplir con dos objetivos principales. En primer lugar, se pretende realizar un estudio de selección haciendo diferentes simulaciones de diferentes configuraciones en serie/paralelo de los diodos PIN hasta conseguir un SPDT con aislamiento y pérdida de inserción aceptables, fabricado bajo tecnología microstrip. En segundo lugar se trata de realizar el conmutador con componentes de bajo coste. Los diodos PIN a utilizar (BAR64) son de bajo coste y están encapsulados en plástico, siendo utilizables en las bandas de radiofrecuencia y en las bandas bajas de frecuencias de microondas.

1.3. DIODOS PIN PARA SISTEMAS DE MICROONDAS.

El diodo PIN comúnmente se fabrica en base al semiconductor de silicio, el diodo consta de dos regiones, una tipo P y otra tipo N. Entre estas regiones se encuentra una región intrínseca I de alta resistividad.

Los diodos PIN trabajan con señales de frecuencia en la gama de microondas (>1 GHz). El diodo a estas frecuencias tiene una resistencia muy alta cuando está inversamente polarizado y una resistencia muy baja cuando está polarizado en sentido directo.

Para todos los propósitos, idealmente el diodo PIN puede comportarse como un cortocircuito o un circuito abierto, cuando está polarizado en directa o en inversa, respectivamente.

También es utilizado para conmutar corrientes muy intensas y/o tensiones muy grandes.



1.4. DIODO PIN EN POLARIZACIÓN DIRECTA E INVERSA. En el estado de baja impedancia, el diodo PIN se comporta como una inductancia L en serie con una resistencia Rs.

Su modelo de circuito equivalente se muestra en la Figura 1. 1. Asumiendo que la señal de RF no afecta la carga almacenada, la resistencia en serie de polarización directa Rs se obtiene con la siguiente Expresión 1.4. 1.

[ ]22

pnS

WRµµ +

= Expresión 1.4. 1

Donde μn es la movilidad de los electrones, μp es la movilidad de los huecos, e Id la corriente del diodo.

En situación de polarización inversa, el diodo PIN se comporta como una inductancia L en serie con el paralelo de una capacidad CT y una resistencia RP, según se muestra en la Figura 1. 1

El valor de esa capacidad se obtiene mediante la Expresión 1.4.2.

WACT

.ε= Expresión 1.4. 2

Donde ε es la constante dieléctrica del material del diseño y A es el área de la unión del diodo.

Considerando a la resistencia PR infinita.

Figura 1. 1. Circuito equivalente del diodo PIN en directa e inversa.



1.5. PÉRDIDA DE INSERCIÓN Y AISLAMIENTO DE LOS CONMUTADORES. Los principales parámetros del comportamiento de los conmutadores son la pérdida de inserción, situación de baja impedancia de los diodos por polarización directa, y el aislamiento, situación de alta impedancia de los diodos por polarización inversa.

La pérdida de inserción se define como la relación, generalmente en decibelios, de la potencia entregada por un conmutador ideal en estado de conducción con la potencia real entregada por el conmutador en estado de conducción.

Es decir según la Expresión 1.5.1.

= real

ONL

idealONL

PP

LogILdB,

,10 Expresión 1.5. 1

El aislamiento es una medida del comportamiento del conmutador en el estado abierto. Está definida como la relación de potencia de las señales de microondas entregadas a la carga por un conmutador ideal en estado de conducción con la potencia actual entregada a la carga cuando el conmutador está en estado abierto.

Es decir según la Expresión 1.5.2.

= real

OFFL

idealONL

PP

LogILdB,

,10 Expresión 1.5. 2


Capítulo 2. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. Pág.5

Capítulo 2 2. SIMULACIÓN Y DISEÑO. 2.1. SIMULACIÓN DEL DIODO PIN.

Antes de empezar a diseñar el conmutador SPDT, se debe caracterizar el comportamiento del diodo PIN cuando está polarizado en directa y en inversa. El diodo que se va a utilizar en la fabricación del conmutador es el BAR_64.

El sustrato utilizado es FR4, que tiene una constante dieléctrica ε = 4,3 una tangente de pérdidas tanδ = 0,02 y grosor del substrato H = 1,6mm.

Para la simulación de parámetros S en el ancho de banda de 1 GHz a 3 GHz, que incluye la frecuencia de interés de 2,5 GHz, los diodos PIN y el substrato se definen en el simulador ADS según se muestra en la Figura 2.1. 1.

Figura 2.1. 1. Características del substrato y del diodo PIN para simulación de parámetros S en ADS.

Lo siguiente será simular el comportamiento del diodo PIN en directa y en inversa como se muestra en la Figura 2.1. 2, dando como resultado la Gráfica 2.2. 1 en la carta de Smith de los parámetros S11 y S22.

Figura 2.1. 2. Simulación en directa e inversa del diodo PIN.



Gráfica 2.1. 1. Simulación de S11, S22 de los diodos PIN polarizados en directa y en inversa.

Antes de empezar a diseñar el conmutador SPDT, se debe caracterizar el comportamiento del diodo PIN cuando esta polarizado en directa y en inversa.

El diodo que se va a utilizar en la fabricación del conmutador es el BAR64. Para los diodos en paralelo se utiliza el tipo BAR64-05, para los diodos en serie se usa el tipo BAR64-06. En ambos casos el encapsulado contiene dos diodos con un terminal común (ánodo o cátodo según sea el tipo).

El parámetro de scattering S11 presenta la impedancia de entrada de la rama que corresponde al diodo polarizado en inversa.

Idealmente presenta una impedancia infinita o sea un circuito abierto, en caso del diodo PIN presentara una resistencia muy grande de valor además de valores capacitivos.

Impedancia = Zo (0.367-j4.284) a la frecuencia de 2.5 GHz

El S22 presenta la impedancia de entrada de la rama que corresponde al diodo polarizado en directa.

Idealmente presenta una impedancia cero o sea un corto circuito, en caso del diodo presentará una resistencia muy pequeña de valor en orden de pocos Ohmios más unos valores inductivos.

Impedancia = Zo (0.260+j0.437) a la frecuencia de 2.5 GHz

Para mejorar la impedancia presentadas por el diodo PIN a la frecuencia de 2.5 GHz, y así mejorar el aislamiento del conmutador, se añade una inductancia en paralelo con el diodo polarizado en inversa, para que el conjunto sea un circuito resonante. Cuando el diodo está en directa esa inductancia no supone una mejora ya que no estará actuando como circuito



resonante. En resumen se trata de cancelar el valor capacitivo TC del circuito equivalente del diodo PIN polarizado en inversa.

Es decir obtener lo más cerca posible a un circuito abierto, es decir 011 01∠=S .

Primero se transforma el circuito equivalente serie del diodo PIN polarizado en inversa a una equivalencia en paralelo según muestra la Figura 2.1. 3.

Figura 2.1. 3. Circuito equivalente serie/paralelo.

Y siguiendo los cálculos según la Expresión 2.1. 1 se obtiene el valor de la inductancia, en la Tabla 2.1. 1 resume los valores de las inductancias en función del número de diodos conectados en paralelo. Impedancia = Zo (0.367-j4.284) = Rs+jXs

[ ]

nHCf

L

CLf

CfCX

KX

XRX

KR

XRR

ParaleloSeriejjZ

GHzf

dpp

dpp

dpdpp

s

ssp

s

ssp

di

o

7373647.13109504.2)105.22(

1.)2(

1

.1

109504.277.215)105.22(

1.2

11

77.2152.214

)2.214()35.18(

5187.235.18

)2.214()35.18(

2.21435.18284.4367.0505.2

132920

0

139

00

2222

2222

=××××

==

=

×=×××

===

=+

=+

=

=+

=+

=

→−=−=

=

−

−

ππ

ππω

Expresión 2.1. 1



Numero de diodos en paralelo Valor de Lp (nH)

1 13,73

2 6,87

4 3,435

Tabla 2.1. 1. Valores de inductancias en paralelo con los diodos.

Se vuelve a simular el circuito con el valor de la inductancia calculado, ver Figura 2.1. 4.

Figura 2.1. 4. Simulación para mejorar el abierto del diodo.

Gráfica 2.1. 2. Resultado de simulación de del diodo en directa e inversa con L incluida

Y así de la Gráfica 2.1. 2, se ve que se obtiene un valor de S11 muy cerca a 0

11 01∠=S es decir lo mas cerca posible a un circuito abierto ideal.



2.2. CARACTERÍSTICAS DEl AISLAMIENTO Y PÉRDIDAS DE INSERCIÓN ENTRE PUERTOS.

El siguiente paso se han hecho distintas simulaciones de un conmutador SPDT con el diodo PIN en configuración paralela, y con líneas microstrip en el substrato indicado antes.

Concretamente se han hecho tres simulaciones de SPDT en configuración paralela y otro en configuración paralela/serie.

(A)- La primera simulación con un solo diodo en cada rama según la Figura 2.2. 1.

Figura 2.2. 1. SPDT, Configuración paralela con un solo diodo.

Dando como resultado la siguiente Gráfica 2.2. 1 de los parámetros de scattering S11, S22, S13 y S23.

Gráfica 2.2. 1. Simulación del SPDT con líneas ideales con 1 diodo en paralelo.



(B)- La segunda simulación añadiendo un diodo más en paralelo en cada rama, Dando como resultado la siguiente Gráfica 2.2. 2 de parámetros de scattering S11, S22, S13 y S23.

Gráfica 2.2. 2. Simulación del SPDT con líneas ideales con 2 diodos en paralelo.

(C)- Y ya que cada chip del BAR-64-05 contiene dos diodos la siguiente simulación se hizo añadiendo otros dos diodos más en paralelo en cada rama o sea están dos chip de BAR-64 en cada rama. Dando como resultado la siguiente Gráfica 2.2. 3 de parámetros de scattering S11, S22, S13 y S23.

Gráfica 2.2. 3. Simulación del SPDT con líneas ideales con 4 diodos en paralelo.

La conclusión de los tres simulaciones anteriores, es que cada vez que se añaden más diodos en paralelo en cada rama, (la rama de corto circuito estado de conducción (ON) presentada por los diodos polarizados en inversa, y la rama de circuito abierto estado de no conducción (OFF) presentada por los diodos polarizados en directa), se mejora el aislamiento.

En especial el parámetro S12 que presenta el aislamiento correspondiente a la rama de estado de no conducción, o sea a la rama donde los diodos están polarizados en directa, mejora y tiene menos pérdidas de señal, es decir presenta una mejora de aislamiento entre puertos.



(D)- la siguiente simulación de la Figura 2.2. 2 se hizo añadiendo un BAR-64-06 en serie en cada rama, el objetivo es mejorar el aislamiento entre puertos cuando el conmutador no conduce.

En esta rama los dos BAR-64 en paralelo hacen de cortocircuito, pero no toda la señal irá a tierra, una parte de la señal circulara hacia la salida y la otra rama del conmutador, entonces para que esta señal sea la mínima posible, o sea para mejorar el aislamiento entre puertos, se añade un diodo en serie en cada rama, que hará de circuito abierto en la rama de no conducción (polarizado en inversa) y de cortocircuito en la rama de conducción (polarizado en directa).

Al tener el BAR-64-06 dos diodos en el mismo encapsulado, al final se han añadido dos diodos en cada rama en serie.

Simulando el circuito da como resultado la siguiente Gráfica 2.2. 4 de parámetros de scattering S11, S22, S13 y S23.

Aislamiento = S13 = -47.217 dB, Pérdida de inserción = S23 = -1.070 dB

Figura 2.2. 2. SPDT, Configuración (4 diodos) en paralelo y (2 diodos) en serie.



Gráfica 2.2. 4. Simulación del SPDT con líneas ideales con 4 diodos en paralelo y dos en serie.

Configuración Numero de

diodos en paralelo

Numero de diodos en serie GhZS 5.213 dB

Aislamiento GhZS 5.223 dB

perdiads de inserción

∆ dB

Paralela 1 - -10.165 -1.585 8.58 Paralela 2 - -14.390 -1.089 13.301 paralela 4 - -19.410 -0.939 18.471 Paralela/Serie 4 2 -47.217 -1.070 46.147

Tabla 2.2. 1 Valores simulados de distintas configuraciones del SPDT

De la Tabla 2.2. 1 se ve claramente que la última simulación del conmutador SPDT con configuración paralelo/serie presenta el mejor aislamiento y unas pérdidas de inserción aceptable comparada con las otras simulaciones.

Y este será la base del conmutador que se va a fabricar al final según el esquema eléctrico de la Figura 2.2. 3. El driver DR65-0109 está especialmente fabricado para el control de los conmutadores SPDT a transistores MESFET, pero también admite una configuración alternativa de conexión de sus terminales para diodos PIN. La señal de control de entrada al driver es una señal digital de estándar TTL.



Figura 2.2. 3. Esquema eléctrico del circuito SPDT completo.



2.3. DISEÑO DE LAS PARTES DEL CIRCUITO CONMUTADOR CON ADS. 2.3.1. Red de polarización de los diodos, señal DC. 2.3.2. Adaptación Entrada/salida y Condensador de bloqueo de DC. 2.3.3. Diseño de la Esquema de los diodos en paralelo serie y la red de sintonización de los diodos. 2.3.4. Valores de los componentes y el esquema del circuito en ADS. 2.3.1. RED DE POLARIZACIÓN DE LOS DIODOS. La red de polarización va a ser el elemento que va a proteger la deriva de señal de RF por la línea de alimentación de señal continua, además de la función de polarizar los diodos.

Esta red de polarización está formada por un lado por una resistencia y por otro lado por una bobina y un condensador.

El valor de la resistencia se ha tomado teniendo en cuenta la intensidad que circulará por cada diodo cuando éste se encuentre polarizado en directa.

Así según el circuito en DC Figura 2.3.1. 1, para una alimentación de V=5 y I f=10mA, que es la intensidad que circula por cada diodo, obtenemos un valor de resistencia de polarización de 105 Ω.

Ω=×−

===

==

105)10(4

8.0521

8.010

mAvvRcRR

vVmAI FF

Figura 2.3.1. 1. Hoja característica (I, v) de BAR-64, el esquema en DC para calcular las resistencias.



No se puede dejar que la señal de RF llegue a la parte de continua, ya que esto supondría tener pérdidas de la señal de RF, que aumentarían las pérdidas de inserción del SPDT. Ante una señal continua, el condensador se comporta como un circuito abierto, y la bobina se comporta como cortocircuito favoreciendo así la polarización del diodo.

Ante la señal de RF, la bobina se comporta como circuito abierto, mientras que el condensador se comporta como un cortocircuito, de esta manera se asegura que la señal de RF no va a circular por la red de alimentación.

Hay que tener en cuenta que la resistencia Rc está conectada a un vía-hole hacia el plano de masa, por ello se incluye una bobina que no deje circular señal de RF.

De esta manera, estamos asegurando que la señal de RF no va a derivar a masa.

Figura 2.3.1. 2. Red de polarización con líneas de transmisión.

Tal y como se puede ver en la Figura 2.3.1. 2, La red de polarización se ha formado a partir de tres líneas de transmisión, una línea de baja impedancia de 25 Ω , emulando el comportamiento de un condensador, y dos líneas de alta impedancia de 120Ω , emulando el comportamiento de una bobina.



Donde la longitud de las tres líneas viene expresada

90_4 =→ EffEefλ .

El funcionamiento de esta red es el siguiente:

Cuando entra señal de RF en el circuito por el conector SMA, la línea de baja impedancia se comporta como un cortocircuito.

Esto implica que a una distancia de 4efλ se va a crear un circuito abierto virtual.

De manera que la señal de RF no va a circular hacia la alimentación de continua.

Para la alimentación de continua ocurre el caso inverso, la línea de baja impedancia se comporta como un circuito abierto, de manera que la señal de continua se va a ir hacia la polarización de los diodos.

La función básica del red es imposibilitar la entrada de señal de RF hacia la línea de alimentación de continua, haciendo que toda la señal de RF circule desde y hacia las entradas y salidas de RF y al mismo tiempo proveer la señal continua para la polarización del circuito, que se alimenta con señal continua de ±5v mediante el driver para polarizar cada uno de los diodos de que consta el circuito.

Cuando la señal de control es de +5V, los diodos que están en paralelo de la rama de no conducción se polarizará en directa conduciendo así a masa mientras los que están en serie de la misma rama se polarizará en inversa creando así un circuito abierto e imposibilitando la circulación de señal de RF hacia la salida del conmutador.

Sucederá a la inversa cuando la señal continua sea de -5V, los diodos que están en paralelo de la rama de conducción se polarizarán en inversa, creando un Circuito abierto mientras los diodos que están en serie se polarizarán en directa creando así un corto, cediendo todo el paso de señal de RF hacia la salida.

Con la ayuda de la herramienta LineCalc del simulador ADS, Figura 2.3.1. 3 y Figura 2.3.1. 4 se han obtenido las longitudes y anchuras de las líneas microstrip de la red de polarización.



Figura 2.3.1. 3. Cálculo de anchura y longitud del tramo de alta impedancia.

Figura 2.3.1. 4. Cálculo de anchura y longitud del tramo de baja impedancia.



2.3.2. ADAPTACIÓN ENTRADA/SALIDA Y CONDENSADOR DE BLOQUEO DE DC.

El condensador de bloqueo de DC tiene como función el bloqueo de la señal de continua hacia la alimentación de RF del SPDT.

No se puede dejar que la señal de DC llegue a la parte de alimentación de RF del circuito, los condensadores a altas frecuencias se comportan como un cortocircuito, dejando pasar la señal de RF; mientras que a bajas frecuencias actúan como un circuito abierto.

Añadiendo condensadores de valor de 15 pF a las entradas y salidas del conmutador se consigue dicho bloqueo de DC.

Las líneas de entradas y salida según la Figura 2.3.2. 1 del conmutador deben tener la anchura de línea microstrip de impedancia característica Zo de 50 Ohm, para Zo=50 Ohm la anchura será 3,07 mm, calculada con la herramienta LineCalc Figura 2.3.2. 2.

las longitudes se han dimensionado según la limitación física del diseño de layout, para que sea lo más compacto posible.

Figura 2.3.2. 1. Adaptación de las entradas y salida del SPDT con ADS.



Figura 2.3.2. 2. Anchura de línea para adaptar las entradas.

2.3.3. DISEÑO DEL ESQUEMA DE LOS DIODOS EN PARALELO-SERIE Y LA RED DE SINTONIZACIÓN DE LOS DIODOS.

Gráfica 2.3.3. 1. Relación Impedancia y longitud de línea microstrip.

Se trata de construir las inductancias que sintonizan los diodos a la frecuencia de interés que en este caso es la de 2.5GHz con líneas de transmisión microstrip asumiendo según la Gráfica 2.3.3. 1 que cuando se cumple la condición de la Expresión 2.3.3. 1.



8)(

4λπβ <→< rad Expresión2.3.3. 1

Y así se puede considerar en este tramo de línea que la curva tangente es de carácter lineal dando como resultado la siguiente equivalencia entre ecuaciones según la Figura 2.3.3. 1y la Expresión 2.3.3. 2.

Figura 2.3.3. 1. Aproximación.

LjjZo ωβ =)( Expresión2.3.3. 2

Resolviendo las siguientes ecuaciones Expresión 2.3.3. 3, y con la ayuda de la herramienta LineCalc Figura 2.3.3. 2, se obtienen los valores de las longitudes de líneas microstrip correspondientes a la inductancias.

1001075,1

1075,1100

1002)(

84

1075,1103

070021155,0

12,0105,2

103103

937,265,06,1121

213,4

213,4

1212

12

1

8

80

0

88

0

9

88

0

21

21

××=

×==

===

<→<

×=×

=

==

=××

=×

=

=

+

−+

+=

+

−+

+=

−

−

L

vZL

ZvfLjjZ

paravalidaonaproximaci

smv

m

mf

h

o

eff

effm

eff

rreff

πβωβ

λπβ

ε

ελ

λ

λ

ε

ωεε

ε

Expresión 2.3.3. 3



En la siguiente Tabla 2.3.3. 1 se resume los valores de longitudes correspondientes a las inductancias.

Numero de diodos en

paralelo Valor de Lp (nH) W en mm Valor de L en mm

1 13,73 0,65 24,1 2 6,87 0,65 12,02 4 3,435 0,65 6,01

Tabla 2.3.3. 1. Valores de inductancias construidas con líneas de microstrip.

Entonces en lugar de añadir inductancias en paralelo para sintonizar los diodos a la frecuencia de 2.5 GHz, se han añadido líneas de microstrip de anchura y longitudes las que se han mostrado en la tabla anterior.

Además se añaden condensadores en serie con esas líneas de sintonización para evitar cortocircuitar el diodo.

Figura 2.3.3. 2. Calculo de la anchura y la E_eff.

El diseño de las líneas de transmisión que van a ejercer de inductancias, para sintonizar los diodos para la configuración que se muestra la Figura 2.3.3. 3, deben tener las mismas longitudes y anchuras calculadas y a la vez encajarse con las dimensiones de las huellas de layout del BAR64-05 y BAR64-06 y el condensador en serie mostradas en la Figura 2.3.3. 4.



En el caso de los dos BAR64-05 que están en paralelo, las líneas de transmisión que ejercen de inductancias no deben tener más que las anchuras y longitudes calculadas según se ve en el diseño de la Figura 2.3.3. 5.

Y en caso del BAR64-06 en serie las líneas de transmisión que ejercen de inductancias deben cerrar el circulo entre las patas de entrada y salida del BAR64-06 conteniendo el condensador y al mismo tiempo mantener su anchura y su longitud, la Figura 2.3.3. 6 muestra el diseño correspondiente que cumpla tal condición.

Figura 2.3.3. 3. Configuración del conexionado de las inductancias con los diodos.

Figura 2.3.3. 4. Huellas de layout del BAR64 y el condensador.



Figura 2.3.3. 5. Diseño de inductancias con líneas microstrip para los dos bar64 que están en paralelo.

Figura 2.3.3. 6. Diseño de inductancias con líneas microstrip para el bar64 que esta en serie.



Finalmente la línea de transmisión marcada con la letra a en la Figura 2.3.3. 7 (que separa el BAR64_06 en serie de la rama que no conduce) y la salida, la línea de transmisión marcada con la letra b que separa los dos BAR64_05 en paralelo de la rama que no conduce) y masa, deben ser lo más cortas posible, ya que tienen efectos muy negativos en el aislamiento entre puertos, además de modificar la frecuencia de sintonización de 2.5 GHz.

Figura2.3.3. 7. Longitudes de líneas de transmisión que afectan al aislamiento.

Una vez diseñadas todas las líneas de transmisión y encajando las características eléctricas del circuito y las limitaciones físicas de las huellas de layout de los componentes, se obtiene como resultado final el esquema del circuito de la Figura 2.3.3. 8.



Figura2.3.3. 8. Esquema final del circuito SPDT diseñado con la herramienta ADS.

Con un diagrama de bloques de la Figura 2.3.3. 9 se ve más claro el conexionado del circuito.



Figura 2.3.3. 9. Diagrama simplificado de bloques del conexionado.



Del resultado de la simulación se obtiene:

-Resultados de la Gráfica 2.3.3. 2.

• El valor del aislamiento (marcador m2) a 2.5 GHz = -45.178 dB • La perdida de inserción (marcador m1) a 2.5 GHz = -2.373 dB

Gráfica 2.3.3. 2. Simulación de los valores del aislamiento y la pérdida de inserción.

-Resultados de la carta de simth Gráfica 2.3.3. 3 y Gráfica 2.3.3. 4.

• El parámetro S (1,1)= 0.991/90.491 (marcador m3), que representa la impedancia de

corto circuito no ideal de los diodos en configuración paralela de la rama correspondiente a la entrada In_1, en paralelo con el resto del circuito del estado de no conducción del SPDT vista desde la entrada In_1.

• El parámetro S (2,2)= 0.124/4.976 (marcador m4), que representa la impedancia de

circuito abierto no ideal de los diodos en configuración paralela de la rama correspondiente a la entrada In_2, del en paralelo con el resto del circuito estado de no conducción del SPDT vista desde la entrada In_2.

Gráfica 2.3.3. 3. Carta de smith de las Impedancias de entrada y salida del conmutador SPDT.



Gráfica 2.3.3. 4. Parámetros S de la entrada y la salida del conmutador.

2.3.4. VALORES DE LOS COMPONENTES Y EL ESQUEMA DEL CIRCUITO EN ADS.

Tabla 2.3.4. 1. Valor de los componentes del circuito del SPDT.

Nota:

Los valores de L1, L2 se han diseñado con líneas microstrip.

L y el valor del condensador C de la red de polarización se han diseñado con una configuración de líneas de transmisión microstrip que hacen la misma función.

Numero de componentes

Valor teorico Valor usado en ADS

Valor disponible en laboratorio

R1 1 105Ω CR0805F110J 110Ω

100Ω

R2 1 105Ω CR0805F110J 110Ω

100Ω

Rc 1 105Ω CR0805F110J 110Ω

100Ω

Cin 3 15pF C0805C150G1G 15pF

15pF

C1 2 15pF C0805C150G1G 15pF

15pF

C2 2 15nF C0805C150G1G 15pF

15pF



Capítulo 3 3 LAYOUT Y PROCESO DE FABRICACIÓN.

3.1. HUELLA DEL CONECTOR SMA. Los conectores utilizados para las conexiones RF son de tipo SMA, en concreto se utilizaron conectores tipo SMA Edge Mount Jack Receptacle serie 73251 con H=1,60mm del fabricante Molex. Se caracterizan por tener una impedancia de 50 Ω y un rango de frecuencia de 0-18 GHz, a partir de los datos de la Figura 3.1. 1 podemos diseñar la huella para los conectores.

Figura 3.1. 1. Dimensiones del conector SMA y el diseño de su huella en ADS.



3.2. GENERACIÓN DEL LAYOUT.

En la siguiente Figura 3.2. 1 muestra el layout final generado correspondiente al esquema del circuito diseñado.

Figura 3.2. 1. Layout generado del conmutador SPDT.

3.3. EXPORTACIÓN DEL LAYOUT. Una vez finalizado el layout y la comprobación que las simulaciones post layout dan los resultados esperados se procede a exportar el layout según los siguientes pasos:

• Se exporta el layout a un formato estándar de Intercambio de ficheros (Gerber). Mediante este procedimiento se genera un fichero *.gbr por cada capa considerada en el layout y serán estos ficheros los que se utilizan para construir el PCB.



• Antes de generar estos ficheros conviene asegurarse de que se tiene en la cara de arriba del circuito en las capas cond y bond, la cara de abajo en la cond2 (sólo será necesaria cuando el plano de masa tenga algún “hueco”), las vías a masa en la capa hole.

• Además de los ficheros Gerber también hay que generar un fichero de taladros en

formato Excellon (*.drl) • Para obtener los archivos mencionados se siguera los pasos de la Figura 3.1. 1. y

asegurándose de que en la ventana de Export el casillero de visualización está seleccionado, para que el visualizador integrado de ficheros Gerber arranque de modo automático tras la generación de los ficheros.

• Estos ficheros se graban por defecto en una carpeta nueva creada por el programa

bajo el directorio /mfg. • Tal y como está marcado en la Figura 3.3. 1, se seleccionan las opciones de RS274X,

mm, las capas a transcribir en la pestaña de Layers y la capa Hole para los taladros en formato Excellon con extensión .drl en la pestaña Drill.

• Con esta acción se entra en el visor Gerber de ADS, ver Figura 3.3. 2, y así se

permitirá comprobar que los ficheros generados son correctos y además nos generará el fichero Excellon necesario para que la máquina de fabricación pueda taladrar las vías.

• Finalizados todos estos pasos se obtendra un carpeta gerber del los ficheros cond.gbr,

bond.gbr, cond2.gbr, bound.gbr, hole.drl.

• Y una vez obtenida la carpeta gerber se volverá a exportar el layout según los pasos

que se ven en la Figura 3.3. 1 en formato estándar *.dxf obteniendo así el layout en formato *.dxf mostrado en la Figura 3.3. 2.



Figura 3.3. 1. Diagrama para generar el fichero gerber y el fichero en formato estándar *.dxf



Figura 3.3. 2. El layout de la izquierda generado con el estándar gerber y el de la derecha con el formato estándar *.dxf

3.4. PROCESO DE FABRICACIÓN. Los diferentes pasos para la fabricación del circuito son los siguientes:

1.- Impresión del fotolito de la placa.

El diseño se ha hecho mediante el programa de diseño ADS y se abre el fichero de layout de extensión *.dxf con AutoCAD. El fotolito se debe imprimir en papel de transparencia o en un papel vegetal. En el fotolito se aprecian los huecos dejados para soldar los componentes. Estos huecos tienen un tamaño de aproximadamente la tercera parte del tamaño del componente.

2.- Placa con resina fotosensible positiva.

Se trata de una placa de material plástico (fibra de vidrio) cubierta de cobre por las dos caras, y tratada con una resina fotosensible. La resina está protegida de la luz con un adhesivo opaco. Para usar la placa hay que quitar el adhesivo en un ambiente con poca luz, o con una luz que no dañe la resina (luz roja, amarilla).

3.- Insolación.

El fotolito debe mantenerse unido a la placa para evitar que se desplace durante la insolación. El fotolito y la placa se introducen en la insoladora para exponer la zona que no se encuentra tapada por la tinta a la radiación ultravioleta. El tiempo de exposición depende del tipo de foto



resina y de la intensidad luminosa. Para nuestro caso, con un sustrato FR4 el tiempo es de 150 segundos.

4.- Revelado.

La placa se introduce en un baño con revelador (sosa), hasta que se aprecie que los dibujos del fotolito se han transferido a la resina.

5.- Ataque del cobre.

La solución atacante está compuesta por dos partes de agua oxigenada y una parte de salfumán. Se sumerge la placa en la solución hasta que el cobre no protegido por la resina se ha disuelto. La manipulación de estos componentes químicos resulta peligrosa y debe hacerse con cuidado.

6.- Eliminación de la resina sobrante.

Con acetona se elimina la resina sobrante, que aún sigue cubriendo el cobre de la placa.

7.- Taladro.

Para la fabricación del via-hole hay que taladrar la placa. El grosor de la broca utilizada es de 1 mm de radio y de 2 mm, que se corresponde al radio del vía-hole.

8.- Soldadura de los componentes.

Finalmente, se trata de soldar los componentes SMD (Surface Mounted Device) y soldar los conectores. La soldadura de los componentes SMD se realiza aplicando una fina capa de estaño sobre la pista de cobre. A partir de ahí, se coloca el componente sobre la pista y se calienta el estaño el tiempo justo para fijar el componente.

En la Figura 3.4. 1 se puede ver el diseño fabricado.



Figura 3.4. 1. El circuito fabricado del conmutador SPDT con 4 diodos en paralelo y dos en serie en cada rama.


Conclusiones. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. Pág.36

Capítulo 4 4 MEDIDAS EN EL LABORATORIO

Las medidas hechas en el laboratorio son los siguientes

• 4.1. Medidas en Continua DC.

• 4.2. Medidas del aislamiento y la pérdida de inserción.

• 4.3. Medidas en DC, aislamiento, perdida de inserción, tiempos de conmutación del SPDT con el driver conectado al circuito.

4.1. MEDIDAS EN CONTINUA DC.

Instrumentos de medida utilizados según que se muestra en la Figura 4.4. 1 son:

• Dos Fuente de alimentación Hewlett Packard E3611A.

• Amperímetro HP-34401A.

• Multimetro FLUKE 179.

Figura 4.1. 1. Montaje de medidas en DC del conmutador SPDT.



La Tabla 4.1. 1 muestra las medidas en continua de la rama de la entrada In1 con la rama de la entrada de In2 sin conexión, con la alimentación a +5v en el estado de no conducción, cuando los 4 diodos en configuración paralela están polarizados en directo y los dos diodos en configuraron serie están polarizado en inversa. Y con la alimentación a -5v en el estado de conducción, cuando los 4 diodos en configuración paralela están polarizados en inversa y los dos diodos en configuraron serie están polarizado en directa.

Vd_paralelo v Vd_serie v V_Rc v V_R1 v I_R1 mA

(DC=+5v)Rama In1

(Estado no Conducción)

0,813 0,813 0 4,255 40,350

(DC=-5v)Rama In1

(Estado Conducción)

-3,060 -0,818 -2,242 -2,247 -21,579

Tabla 4.1. 1. La rama de In_1 polarizada a ± 5v y la rama In_2 sin conexión.

Lo siguiente es medir lo mismos para la rama de la entrada In2 con la rama de la entrada In1 sin alimentación y los resultados de medida se muestran en la siguiente Tabla 4.1. 2

Vd_paralelo v Vd_serie v V_Rc v V_R2 v I_R1 mA

(DC=+5v)Rama In2

(Estado no Conducción)

0,816 0,816 0 4,525 40,355

(DC=-5v)Rama In2

(Estado Conducción)

-3.080 -0,817 -2,262 -2,264 -21,982

Tabla 4.1. 2. Medidas en DC cuando la rama de In_2 está polarizada a ± 5v y la rama In_1 sin conexión.

La Tabla 4.1. 3 muestra las medidas en continua de la rama de la entrada In1 y In2, con la alimentación a +5v en el estado de no conducción en la rama In1, y simultáneamente alimentando la rama de la entrada In2 a -5v en el estado de conducción.

Polarización simultanea Rama In1 polarizada a +5v Rama In2 polarizada a -5v

Vd_paralelo v 0,814 -3.048

Vd_serie v 3.045 -0,816

V_Rc v -2,341 -2,2341

V_R1 v 4,484 -

I_R1 mA 4.4 -

V_R2 v - -2,232

I_R2 mA - -2.2

Tabla 4.1. 3. Medidas en DC cuando la rama de In_1 está polarizada a +5v y la rama In_2 a -5v.

Después intercambiando las polaridades de alimentación. Dando así los siguientes valores de la Tabla 4.1. 4 siguiente.



Polarización simultanea Rama In2 polarizada a +5v Rama In1 polarizada a -5v

Vd_paralelo v 0,814 -3.048

Vd_serie v 3.045 -0,816

V_Rc v -2,341 -2,23

V_R2 v 4,484 -

I_R2 mA 40 -

V_R1 v - -2,232

I_R1 mA - 20

Tabla 4.1. 4. Medidas en DC cuando La rama de In_1 está polarizada a -5v y la rama In_2 a +5v.

Interpretando los resultados medidos en continua de la rama In1 en la siguiente Figura 4.1. 2, los diodos quedan polarizados en su zona tal como se ha diseñado, y la misma interpretación tiene la rama de In2 por la semejanza de los resultados y la simetría del circuito.

Figura 4.1. 2. Interpretación de las medidas en DC cuando la rama de la entrada In_1 está en estado OFF y la rama de la entrada de In_2 está en el estado ON.

Cabe destacar que la rama que conduce consume menos potencia que la rama que no conduce, ya que los que consumen la mayor parte de la potencia son los diodos que están polarizados en directa.



4.2. MEDIDAS DEL AISLAMIENTO.




• Agilent N3383A 300 KHz-9GHz (PNA Series Network Analyzer).

• Kit de calibración 85032F type N (50).

• Cable type N (m/f) 50 Ω N6315A – 12.4 GHz.

Figura 4.2. 1. Montaje de medidas del Aislamiento y la pérdida de inserción con el analizador.

Una vez calibrado el equipo en open, short, load, y thru con el kit de calibración para port1 y port2.

Se han medido los parámetros S de interés que caracterizan el aislamiento y la pérdida de inserción del switch.

Los resultados de la simulación se han guardado en un fichero que, posteriormente con la herramienta de ADS, sirve para generar las gráficas de los resultados de los parámetros S medidos y guardados en ese fichero.



Grafica 4.2. 1. La medición a la frecuencia de 2.5 GHz del aislamiento entre la rama In-1 y el out, la perdida de inserción entre la rama In_2 y el out, y el estado de las impedancias de entrada y salida.

La Gráfica 4.2. 1 representa cuando la rama de In_1 esta en estado de no conducción (estado OFF) y la rama de In_2 en estado de conducción (estado ON), a la frecuencia de 2.5 GHz. El aislamiento es de -27.248 dB y la perdida de inserción es de -5.513 dB.



Grafica 4.2. 2. La medición a la frecuencia de 2.5 GHz del aislamiento entre la rama In-2 y el out, la perdida de inserción entre la rama In_1 y el out, y el estado de las impedancias de entrada y salida.

La Grafica 4.2. 2 representa cuando la rama de In_2 está en estado de no conducción (estado OFF) y la rama de In_1 en estado de conducción (estado ON), a la frecuencia de 2.5 GHz

El valor del aislamiento es de -34.010 dB y la pérdida de inserción es de -5.821 dB.

4.3. MEDIDAS EN DC, AISLAMIENTO, PÉRDIDA DE INSERCIÓN, Y TIEMPOS DE CONMUTACIÓN DEL SPDT CON EL DRIVER CONECTADO.

Se han seguido los siguientes pasos de medición:

• 4.3.1. Configuración del driver DR65-0109.

• 4.3.2. Medidas en DC del SPDT conectado al driver.

• 4.3.3. Medición del aislamiento y las pérdidas de inserción, y medidas con el osciloscopio de los tiempos de conmutación del SPDT conectado al driver.

4.3.1. CONFIGURACIÓN DEL DRIVER DR65-0109.

El driver del SPDT, facilitado para hacer las medidas, se muestra en la Figura 4.3.1. 1. Se tuvo que configurar para que pudiera alimentar al circuito SPDTY con diodos PIN, ya que estaba configurado inicialmente para aplicaciones de switch y atenuadores GaAs FET de poco consumo (5 V, 1 mA), y el circuito diseñado necesita más corriente de alimentación.



Según la Figura 4.3.1. 2 la hoja de características muestra la corriente de 1 mA que era capaz de entregar el driver, y muestra también dicha Figura 4.3.1. 2 el esquema de la configuración para aplicaciones de conmutadores con diodo PIN. El único cambio es conectar el Pin3 al Pin1 del driver a Vcc dando así la configuración adecuada para un SPDT de diodos PIN de corriente máxima de 50 mA.

Figura 4.3.1. 1. PCB del circuito del driver DR65-0109.



Figura 4.3.1. 2. Configuración del driver para aplicaciones de switch con diodos PIN.

La Figura 4.3.1. 3 representa el conexionado para aplicaciones de conmutadores con diodos (50 mA máximo).

Figura 4.3.1. 3 Conexionada del driver DR65-0109 para SPDT con diodos PIN.



4.3.2 MEDIDAS EN DC DEL SPDT CONECTADO AL DRIVER.

Aplicando a las entradas del driver DR65-0109 In_TTL=0v, Vcc=5v y VEE=-5v se obtiene a su salidas Out B=+5v y Out A=-5v. Y con In_TTL=+5v, Vcc=5v y VEE=-5v se obtiene a su salidas Out B=-5v y Out A=+5v.

Figura 4.3.2. 1. Montaje de medidas del conmutador en DC con el Driver conectado.

Y así queda comprobado el buen funcionamiento del driver. Lo siguientes es medir en DC el SPDT conectado al driver dando el siguiente resultado de la Tabla 4.3.2. 1 .

DC de In_1 (v) I_R1 (mA) DC de In_2 (v) I_R2 (mA)

-4.2 -17 3.63 28.4 Tabla 4.3.2. 1. Resultado de medidas en DC del SPDT conectado al driver.

Los 17 mA de I_R1 polarizan los dos diodos en serie de rama de In_1 con caída de voltaje de 0,8v en los bornes del BAR64-06.

Y los 28.4 mA polarizan los 4 diodos en paralelo de rama de In_2 con caída de voltaje de 0.797v en los bornes de cada uno del BAR64-05.

Y así queda comprobado que todos los diodos quedan polarizados como se ha diseñado.



4.3.3 MEDICION DEl AISLAMIENTO, LAS PÉRDIDAS DE INSERCION Y TIEMPOS DE CONMUTACION CON EL OSCILOSCOPIO.

Los instrumentos de medida utilizados según que se muestra en la Figura 4.3.3. 1 son:




• Generador de señales (con salida TTl) Promax GF-1000B

• Generador de señales Hewlett Packard E4432B (250 KHz - 3 GHz).

• Osciloscopio Agilent infiniium DS090804A (8 GHz, 40Gsa/s).

• cable coaxial con conectores SMA de Spektrum, longitud de 1 m.

Según el esquema de la Figura 4.3.3. 1 se ha hecho la siguiente conexión:

• Conexión de las fuentes de alimentación con +5v al Pin1-Pin3 correspondientes al valor Vcc(+5v) del driver y -5v al Pin 8 correspondiente al valor VEE(-5v).

• Conexión con salida TTL del generador TTI Promax, con frecuencia de 1 KHz, a la entrada In TTL del driver.

• Conexión de las salidas del Pin7 (Out B) y el Pin6 (Out A) respectivamente a las entradas de polarización de las ramas In_1 y In_2 del conmutador SPDT.

• Conexión del la salida de RF output de 50 Ohm del generador HP E4432B a frecuencia de 2.5 GHz y amplitud de -20 dBm al Out del SPDT mediante cable SMA.

• Conexión de la entrada del canal1 de 50 Ohm del osciloscopio Agilent DS090804A al In_1 del SPDT mediante cable SMA.

• Conexión del In_2 del SPDT a una carga de 50 Ohm.



Figura 4.3.3. 1. Montaje de mediciones con el osciloscopio de los tiempos de conmutación, aislamiento, y pérdida de inserción.

Y los pasos seguidos para la medición fueron los siguientes

• (A)-Determinación de la potencia a aplicar en la medida.

• (B)-Comparación de las medidas de aislamiento y pérdida de inserción con el osciloscopio.

• (C)-Medidas de los tiempos de conmutación.

(A)-DETERMINACION DE LA POTENCIA A APLICAR EN LA MEDIDA. Para determinar qué valor de amplitud del generador a aplicar, antes habría que valorar la sensibilidad de propio osciloscopio.

Así que se ha conectado el generador con potencia de -10 dBm directamente al osciloscopio.

Y midiendo el valor del voltaje del generador conectado a la entrada del osciloscopio da el siguiente valor:



( ) dBmLogPo

mVVpp

58.10100050210187

2110

18723

−=

×

×

×=

=

−

Eso quiere decir los -10 dBm que aplica el generador no son tan exactos, y para esa potencia la señal observada en el osciloscopio tenía un aspecto limpio de ruido. Al conectar en la entrada del osciloscopio una carga de 50 Ω , se ve el resultado de la medida en la Gráfica A. 1.

( ) dBmLogPo

mVVpp

.65.451000502103.3

2110

3.323

−=

×

×

×=

=

−

Indicando que 3.3 mV pico a pico es el ruido generado por el propio osciloscopio al medir sobre una carga de 50 Ω . Este valor indica la sensibilidad del osciloscopio, y que solo se pueden medir señales que estén suficientemente por encima de este valor.

Las medidas se han hecho con -10 dBm de potencia del generador, para tener valores mayores que el ruido generado por el propio osciloscopio, es decir mayores de 3.3 mV pico a pico.

Gráfica A. 1. Ruido generado por el propio osciloscopio con una carga de 50 Ohm en su entrada.



Cuanta menos potencia del generador se aplica, más negativamente afecta el ruido propio del osciloscopio en la medida.

Entonces lo siguiente es medir las características de interés del circuito con una potencia como mínimo de -10 dBm, para estar midiendo con un nivel suficientemente más alto que el nivel de ruido propio del osciloscopio.

(B)-COMPROBACIÓN DE LAS MEDIDAS DEL AISLAMIENTO Y LAS PÉRDIDAS DE INSERCIÓN CON EL OSCILOSCOPIO.

Aplicando el conexionado de la Figura 4.3.3. 1 y fijando la potencia a -10 dBm aplicada en el puerto Out del SPDT y midiendo en la rama In_1, se obtiene la siguiente medida de la Gráfica B. 1.

Gráfica B. 1. Medición de la diferencia entre el aislamiento y la pérdida de inserción.

Profundidad de modulación (dB) = Aislamiento (dB) - Pérdida de inserción (dB)

dBLog 2038

8.320 −=

=

Y el mismo resultado da al medir con el osciloscopio para la rama de In2.

(C)-MEDIDAS DE LOS TIEMPOS DE CONMUTACIÓN. Midiendo para la rama In_1 el tiempo de subida de la señal entre el 10% y el 90% del voltaje correspondiente al transitorio, del estado de no conducción al estado de conducción, se obtiene la siguiente Gráfica C. 1 en el osciloscopio.



Gráfica C. 1. Tiempo de subida medido en la rama In_1, con el generador conectado al puerto Out.

sT InSUBIDA µ533.1)1_( =

Y midiendo para la rama de In_1 el tiempo de bajada de la señal entre el 90% y el 10% del voltaje, correspondiente al transitorio del estado de conducción al estado de no conducción, se obtiene la siguiente Gráfica C. 2 en el osciloscopio.

Gráfica C. 2. Tiempo de bajada medido en la rama In_1, con el generador conectado a Out.

nsT InBAJADA 30.1)1_( =



Y se miden los mismos tiempos para la rama In_2 conectando su entrada al osciloscopio y dejando In_1 conectado a una carga adaptada a 50 Ohm.

El resultado de medidas es el siguiente según se muestra en la Gráfica C. 3 y Gráfica C. 4.

Gráfica C. 3. Tiempo de subida medido en la rama In_2, con el generador conectado al puerto Out.

sT InSUBIDA µ2)2_( =

Gráfica C. 4. Tiempo de subida medido en la rama In_2, con el generado conectado al puerto Out.

nsT InBAJADA 30.1)2_( =



De los resultados medidos los tiempos de conmutación es lógico que los tiempos de bajada sean bastante menores que los tiempos de subida, es una de las características de los diodos PIN en general.

Y el que domina la velocidad de esos tiempos de conmutación es el tiempo de vida τ del diodo PIN, que es proporcional a la probabilidad de que un electrón y un hueco se recombinen en la región.

Una posible explicación del salto de pico en voltaje al cambiar el de estado de conducción a no conducción según la Gráfica C. 5, la causa la inductancia en serie del circuito interno del diodo y en especial del diodo que está en serie, ya que la variación del valor de la corriente casi brusco con respeto a una variación muy rápida del tiempo transitorio del estado ON al estado OFF del diodo es de valor considerable y produce un valor elevado del transitorio de voltaje:

dtdILV D

L .= .

Gráfica C. 5. Salto de pico de voltaje en el cambio del estado ON al estado OFF del SPDT.



CONCLUSIONES:

• Se han simulado distintos configuraciones para conmutadores con diodo PIN, En configuración paralela y serie paralela con distintos números de diodos.

• Al final se ha elegido la configuración de 4 diodos PIN en paralelo y dos diodos PIN en

serie que ofrecía un buen aislamiento y pérdidas de inserción.

• Se ha diseñado su esquema eléctrico y su layout con líneas de transmisión que permitían no alejarse mucho de los valores de simulación ideal (líneas de transmisión ideal y componentes ideales) y al mismo tiempo respetar las limitaciones físicas que impone el diseño de un layout.

• Se ha conseguido buenos resultados y un buen acuerdo de los valores medidos del

aislamiento y la pérdida de inserción entre puertos, comparados con los valores simulados con líneas, componentes ideales y componentes de la biblioteca de ADS y líneas de microstrip reales.

• Después de asegurarse el diseño con las simulaciones deseadas, y el compromiso entre

la simulación y el aspecto final del layout, se mandó a fabricar el circuito microstrip.

Con respecto a las medidas en el laboratorio de microondas y las comparaciones de los valores medidos y simulados, el circuito da buenos resultados, la polarización de los diodos es correcta en todas sus zonas de conducción y no conducción, aunque los valores del aislamiento y la pérdida de inserción se alejan un poco de lo simulado. Se han comprobado los buenos tiempos de conmutación comparados con el tiempo de recombinación ns55.1=τ del BAR64-06.

En la siguientes tablas ( Tabla_A 1, Tabla_A 2, Tabla_A 1 ) y graficas (Gráfica.A. 1, Gráfica.A. 2) se resumen todos los valores simulados y medidos.

Tabla_A 1 Resumen de los valores simulados y medidos del aislamiento, las pérdidas de inserción, los parámetros S11, y S22 cuando la entrada In_1 está en (OFF) y In_2 en (ON).

2.5GHz In_1 (OFF) In_2 (ON)

Simulación ideal

Simulación real

Medido con el Analizador de Redes

Aislamiento dB S13

-47.217 -45.178 -27.248

Pérdida de inserción dB S23

-1.070 -2.373 -5.513

S11 0.901/168 0.911/90.5 0.809/22.113 S22 0.134/94.7 0.124/4.97 0.336/-55.62



2.5GHz In_2 (OFF) In_1 (ON)

Simulación ideal

Simulación real

Medido con el Analizador de Redes

Aislamiento dB S23

-47.217 -45.178 -34.010

Pérdida de inserción dB S13

-1.070 -2.373 -5.821

S22 0.901/168 0.911/90.5 0.851/153.959 S11 0.134/94.7 0.124/4.97 0.448/-115

Tabla_A 2. Resumen de los valores simulados y medidos del aislamiento, pérdida de inserción, parámetros S11 y S22 cuando la entrada In_1 está (OFF) y In_2 en (ON).

f=2.5GHz In_1=entrada del generador In_2=50 Ohm

In_1 (OFF) In_2 (ON)

In_1 (ON) In_2 (OFF)

f=2.5GHz In_2=entrada del generador In_1=50 Ohm

In_1 (OFF) In_2 (ON)

In_1 (ON) In_2 (OFF)

T_subida sµ 1.533 - T_subida 2 - T_bajada ns - 130 T_bajada - 130

Tabla_A 3. Valores de los tiempos de conmutación medidos.

Gráfica.A. 1. (m1, m2), (m3, m4) marcadores a f =2.5 GHz de los valores simulados con el ADS y medidos con el Analizador de Redes de la pérdida de inserción y del aislamiento en el estado OFF de la rama de la entrada In-1 y en ON de la rama de la entrada In_2.



Gráfica.A. 2. (m1, m2), (m3, m4) marcadores a f =2.5 GHz de los valores simulados con el ADS y medidos con el Analizador de Redes de la pérdida de inserción y del aislamiento en el estado OFF de la rama de la entrada In-2 y en ON de la rama de la entrada In_1.


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .I

Anexo. Driver DR65-0109.


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .II


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .III


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .IV


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .V

BAR64…


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .VI


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .VII


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .VIII


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .IX


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .X


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .XI


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .XII


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .XIII


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .XIV


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .XV


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .XVI

Conector SMA 1.60 mm.


Anexo. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .XVII


Palabras claves. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 a 3 GHz. .XVIII

Palabras Clave. SPDT…………………..…………… ( Single Pole Double Throw ).

ADS …………………..…………… ( Advanced Design System ).


Referencias. Conmutador SPDT de Radiofrecuencia de 2 GHz a 3 GHz. .XIX

Referencias.

[1]- TITLE: ……..The PIN Diode Circuit Designers’ Handbook.

DATE:……………..July of 1992, Microsemi Corporation. [2]- TITLE: …….Chuang, H. Kuo, LC. 3-D FDTD Design Analysis of a 2,4 GHz.

DATE:……………IEEE Transactions on microwave theory and techniques, Vol.51, No 2. 2003. [3]- TITLE:…..…M. Caulton, et al, PIN Diodes for Low-Frequency High-Power Switching Applications. DATE:………………IEEE transactions on Microwave Theory & Techniques, Vol MTT-30,No 6,

June 1982, pp 875-882. [4]- TITLE:…..…W. E. Doherty, Jr., “The Use of Transmit / Receive Antenna Switches For Wireless Communications Systems, MICRO CURRENTS. DATE:……………….Winter 1997-1998, pages 5 & 6, Microsemi Corporation. [5]- www.agilent.com [6]- www.infineon.com

http://www.agilent.com/

http://www.infineon.com/

Using the DR65-0109 to Drive SPDT PIN Switches Rev. V2

Application Note AN3008

• North America Tel: 800.366.2266 • Europe Tel: +353.21.244.6400 • India Tel: +91.80.4155721 • China Tel: +86.21.2407.1588

1 Visit www.macomtech.com for additional data sheets and product information. M/A-COM Technology Solutions Inc. and its affiliates reserve the right to make changes to the product(s) or information contained herein without notice.

Introduction For use as a replacement part to the DR65-0003 PIN Driver. This Application Note describes how to use the M/A-COM DR65-0109 Single Channel Driver for FET Switches as a SP2T PIN Diode Driver. When configured per the directions herein, the DR65-0109 will provide the same functionality as the DR65-0003 in the same package style, HOWEVER THE PINOUT IS DIFFERENT. USING THE DR65-0109 AS A DIRECT DROP-IN REPLACEMENT WITHOUT DOING A PCB CHANGE WILL NOT

Pin# Function Pin # Function 1 Vcc 5 Ground

2 Logic Input 6 Non-Inverting Output

3 Vdd 7 Inverting Output

4 Ground 8 Vee

Pin Assignments

Electrical Specifications: TA = +25°C, +Vcc = + Vdd = + 5.0V ± 5%, -Vee = - 5.0V ± 5%

Parameter Test Conditions Units Min Typical Max

Switching Speed1 Delay Rt/Ft

Spike current into 10 ohm load 50 % TTL to 90%

10%-90%; 90%-10%

nS nS

— —

25 2

35 5

PRF 50% duty cycle MHz DC — 5

Output Voltage Drop, No Load With reference to supply voltage V — — .25

DC Output Current Peak Spike Output Current

Load Dependent Spiking Capacitor in Circuit

mA mA

— —

±30 ±150

±50 ±200

Output Stage on Resistance Positive Output FET, Qp Negative Output FET, Qn

W W

— —

15 25

— —

Quiescent Supply Currents +5V -5V

mA mA

— —

— —

1.0 .2

TTL Levels Logic “0” @ 20 µA sink current Logic “1” @ 20 µA source current

V V

0 2.0

— —

.8 5.0

Package Dissipation — mW — — 200

1. Decoupling capacitors (.01 µF) are required on power supply lines.

Equivalent Output Circuit for Pins 6 & 7

.1V 15 ohms

Vdd

.1V 25 ohms

Vee

Pin 6 &Pin 7

Using the DR65-0109 to Drive SPDT PIN Switches Rev. V2

Application Note AN3008

• North America Tel: 800.366.2266 • Europe Tel: +353.21.244.6400 • India Tel: +91.80.4155721 • China Tel: +86.21.2407.1588

2 Visit www.macomtech.com for additional data sheets and product information. M/A-COM Technology Solutions Inc. and its affiliates reserve the right to make changes to the product(s) or information contained herein without notice.

Typical Application for SP2T Circuit

Description of Circuit The DR65-0109 provides 2 complementary outputs that are each capable of driving a maximum of ±50 mA into a load. In addition, with proper capacitor selection (C3 & C4) used in parallel with the current setting resistor (R1 & R2), a maximum of ±200 mA of spiking current can be achieved. Configurations using DC steering diodes and a lower Vdd supply will decrease the peak spiking current available to the user. To achieve the Non-Inverting and Inverting complementary voltages, each output is switched between two inter-nal FETs. The FETs are connected to Vdd for the positive output and Vee for the negative output. Vdd and Vee are adjustable for various configurations and have the following limitations: Vee can be no more negative than –5.5 volts; Vdd can be no more positive than 5.5 volts AND Vdd must always be less than or equal to Vcc. In-creasing Vdd beyond Vcc will prevent the device from switching states when commanded to by the logic input. Recommended configurations are to drive Vee at –5.0 volts and Vcc and Vdd should be tied together at 5 volts.

2011-07-181

BAR64...

Silicon PIN Diode• High voltage current controlled RF resistor for RF attenuator and switches

• Frequency range above 1 MHz up to 6 GHz• Very low capacitance at zero volt reverse bias at frequencies above 1 GHz (typ. 0.17 pF)

• Low forward resistance (typ. 2.1 Ω @ 10 mA)• Very low signal distortion• Pb-free (RoHS compliant) package• Qualified according AEC Q1011)

BAR64-06BAR64-06W

BAR64-05BAR64-05W

BAR64-02LRHBAR64-02VBAR64-03W

BAR64-04BAR64-04W

BAR64-07

Type Package Configuration LS(nH) MarkingBAR64-02LRH* BAR64-02V BAR64-03W BAR64-04 BAR64-04W BAR64-05 BAR64-05W BAR64-06 BAR64-06W BAR64-07

TSLP-2-7 SC79 SOD323 SOT23 SOT323 SOT23 SOT323 SOT23 SOT323 SOT143

single, leadless single single series series common cathode common cathode common anode common anode parallel pair

0.4 0.6 1.8 1.8 1.4 1.8 1.4 1.8 1.4 2

O O blue 2 PPs PPs PRs PRs PSs PSs PTs

1*BAR64-02LRH is not qualified according AEC Q101

2011-07-182

BAR64...

Maximum Ratings at TA = 25°C, unless otherwise specifiedParameter Symbol Value UnitDiode reverse voltage VR 150 V

Forward current IF 100 mA

Total power dissipation BAR64-02LRH, TS ≤ 135 °C BAR64-02V, TS ≤ 125 °C BAR64-03W, BAR64-07, TS ≤ 25 °C BAR64-04, -05, -06, TS ≤ 65 °C BAR64-04W, -05W, -06W, TS ≤ 115 °C

Ptot 250250250250250

mW

Junction temperature Tj 150 °C

Operating temperature range Top -55 ... 125

Storage temperature Tstg -55 ... 150

Thermal ResistanceParameter Symbol Value UnitJunction - soldering point1) BAR64-02LRH BAR64-02V, -04W, -05W, -06W BAR64-03W BAR64-04, -05, -06 BAR64-07

RthJS ≤ 60≤ 140≤ 370≤ 340≤ 290

Electrical Characteristics at TA = 25°C, unless otherwise specifiedParameter Symbol Values Unit

min. typ. max.DC CharacteristicsBreakdown voltage I(BR) = 5 µA

V(BR) 150 - - V

Forward voltage IF = 50 mA

VF - - 1.1

1For calculation of RthJA please refer to Application Note Thermal Resistance

2011-07-183

BAR64...

Electrical Characteristics at TA = 25°C, unless otherwise specifiedParameter Symbol Values Unit

min. typ. max.AC CharacteristicsDiode capacitance VR = 20 V, f = 1 MHz VR = 0 V, f = 100 MHz VR = 0 V, f = 1...1.8 GHz, BAR64-02LRH VR = 0 V, f = 1...1.8 GHz, all other

CT ----

0.230.3

0.130.17

0.35

---

pF

Reverse parallel resistance VR = 0 V, f = 100 MHz VR = 0 V, f = 1 GHz VR = 0 V, f = 1.8 GHz

RP ---

1043

---

kΩ

Forward resistance IF = 1 mA, f = 100 MHz IF = 10 mA, f = 100 MHz IF = 100 mA, f = 100 MHz

rf ---

12.52.1

0.85

202.8

1.35

Ω

Charge carrier life time IF = 10 mA, IR = 6 mA, measured at IR = 3 mA, RL = 100 Ω

τ rr - 1550 - ns

I-region width WI - 50 - µmInsertion loss1) IF = 3 mA, f = 1.8 GHz IF = 5 mA, f = 1.8 GHz IF = 10 mA, f = 1.8 GHz

IL ---

0.320.230.16

---

dB

Isolation1) VR = 0 V, f = 0.9 GHz VR = 0 V, f = 1.8 GHz VR = 0 V, f = 2.45 GHz VR = 0 V, f = 5.6 GHz

ISO ----

2217

14.58.5

----

1BAR64-02LRH in series configuration, Z = 50 Ω

2011-07-184

BAR64...

Diode capacitance CT = ƒ (VR)f = Parameter

0 2 4 6 8 10 12 14 16 V 20

VR

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

pF

0.7

CT

1 MHz100 MHz1 GHz1.8 GHz

Reverse parallel resistance RP = ƒ(VR)f = Parameter

0 5 10 15 20 25 30 V 40

VR

-1 10

0 10

1 10

2 10

3 10

4 10

KOhm

Rp

100 MHz1 GHz1.8 GHz

Forward resistance rf = ƒ (IF)f = 100MHz

10 -2 10 -1 10 0 10 1 10 2 mA

IF

-1 10

0 10

1 10

2 10

3 10

Ohm

RF

Forward current IF = ƒ (VF)TA = Parameter

0 0.2 0.4 0.6 0.8 V 1.2

VF

-6 10

-5 10

-4 10

-3 10

-2 10

-1 10

0 10 A

I F

-40 °C25 °C85 °C125 °C

2011-07-185

BAR64...

Intermodulation intercept pointIP3 = ƒ (IF); f = Parameter

10 -1 10 0 10 1 mA

IF

1 10

2 10

dBm

IP3

f=1800MHz f=900MHz

Forward current IF = ƒ (TS)BAR64-02LRH

0 30 60 90 120 °C 165

TS

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

mA120

I F

Forward current IF = ƒ (TS)BAR64-02V

0 15 30 45 60 75 90 105 120 °C 150

TS

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

mA120

I F

Forward current IF = ƒ (TS)BAR64-04, BAR64-05, BAR64-06

0 15 30 45 60 75 90 105 120 °C 150

TS

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

mA120

I F

2011-07-186

BAR64...

Forward current IF = ƒ (TS)BAR64-04W, BAR64-05W, BAR64-06W

0 15 30 45 60 75 90 105 120 °C 150

TS

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

mA120

I F

Permissible Puls Load RthJS = ƒ (tp)BAR64-02LRH

10 -6 10 -5 10 -4 10 -3 10 -2 10 0 s

tp

-1 10

0 10

1 10

2 10

K/W

R thJ

S

0.50.20.10.050.020.010.005D = 0

Permissible Pulse LoadIFmax/ IFDC = ƒ (tp) BAR64-02LRH

10 -6 10 -5 10 -4 10 -3 10 -2 10 0 s

tp

0 10

1 10

2 10

-

I Fm

ax/I F

DC

D = 00.0050.010.020.050.10.20.5

2011-07-187

BAR64...

Permissible Puls Load RthJS = ƒ (tp)BAR64-02V

10 -6 10 -5 10 -4 10 -3 10 -2 10 0 s

tp

-1 10

0 10

1 10

2 10

3 10

K/W

Rth

JS

0.50.20.10.050.020.010.005D = 0

Permissible Pulse LoadIFmax/ IFDC = ƒ (tp)BAR64-02V

10 -6 10 -5 10 -4 10 -3 10 -2 10 -1 10 1 s

tp

0 10

1 10

2 10

-

I Fm

ax /

I FD

C

D = 00.0050.010.020.050.10.20.5

Permissible Puls Load RthJS = ƒ (tp)BAR64-04, BAR64-05, BAR64-06

10 -6 10 -5 10 -4 10 -3 10 -2 10 0 s

tP

-1 10

0 10

1 10

2 10

3 10

K/W

R thJ

S

0.50.20.10.050.020.010.005D = 0

Permissible Pulse LoadIFmax/ IFDC = ƒ (tp)BAR64-04, BAR64-05, BAR64-06

10 -6 10 -5 10 -4 10 -3 10 -2 10 0 s

tP

0 10

1 10

2 10

-

I Fm

ax/I F

DC

D = 00.0050.010.020.050.10.20.5

2011-07-188

BAR64...

Permissible Pulse LoadIFmax/ IFDC = ƒ (tp)BAR64-04W, BAR64-05W, BAR64-06W

10 -6 10 -5 10 -4 10 -3 10 -2 10 -1 10 1 s

tP

0 10

1 10

2 10

-

I Fm

ax/I F

DC

D = 00.0050.010.020.050.10.20.5

Permissible Puls Load RthJS = ƒ (tp)BAR64-04W, BAR64-05W, BAR64-06W

10 -6 10 -5 10 -4 10 -3 10 -2 10 0 s

tP

-1 10

0 10

1 10

2 10

3 10

K/W

Rth

JS

0.50.20.10.050.020.010.005D = 0

Isolation ISO = -|S21|2 = ƒ(f)VR = ParameterBAR64-02LRH in series configuration, Z = 50Ω

0.5 1.5 2.5 3.5 4.5 GHz 6.5

f

-30

-25

-20

-15

-10

dB

0

|S21

|2

0 V1 V10 V

Insertion loss IL = -|S21|2 = ƒ(f)IF = ParameterBAR64-02LRH in series configuration, Z = 50Ω

0 1 2 3 4 GHz 6

f

-0.4

-0.35

-0.3

-0.25

-0.2

-0.15

-0.1

dB

0

|S21

|2

3 mA

5 mA

10 mA

100 mA

2011-07-189

BAR64...Package SC79

2011-07-1810

BAR64...

Date Code marking for discrete packages with one digi t (SCD80, SC79, SC751)) CES-Code

1) New Marking Layout for SC75, implemented at October 2005.

.

Month 2003 2004 2005 2006 2007 2008 2009 2010 2011 2012 2013 2014

01 a p A P a p A P a p A P

02 b q B Q b q B Q b q B Q

03 c r C R c r C R c r C R

04 d s D S d s D S d s D S

05 e t E T e t E T e t E T

06 f u F U f u F U f u F U

07 g v G V g v G V g v G V

08 h x H X h x H X h x H X

09 j y J Y j y J Y j y J Y

10 k z K Z k z K Z k z K Z

11 l 2 L 4 l 2 L 4 l 2 L 4

12 n 3 N 5 n 3 N 5 n 3 N 5

2011-07-1811

BAR64...Package SOD323

2011-07-1812

BAR64...Package SOT143

Package Out l ine

Foot Pr int

Marking Layout (Example)

Standard Packing

Reel ø180 mm = 3.000 Pieces/ReelReel ø330 mm = 10.000 Pieces/Reel

RF s 2005, JuneDate code (YM)

BFP181Type code

56

Pin 1

0.8 0.81.20.

91.

10.

9

1.2

0.8

0.8

0.8 -0.05+0.1

1.9

1.7

±0.12.9

+0.1-0.050.4

0.1 MAX.

1 2

34

0.25 M B

±0.11

10˚ M

AX

.

0.15

MIN

.

0.2 AM

2.4

±0.1

5

0.2 10˚ M

AX

.

A

1.3

±0.1

0...8˚

0.08...0.15

2.6

4

3.15Pin 1

8

0.2

1.15

B

Manufacturer

2011-07-1813


Package Out l ine

Foot Pr int


Standard Packing


EH sBCW66Type code

Pin 1

0.80.

90.

91.

3

0.8 1.2

0.25 M B C

1.9

-0.05+0.10.4

±0.12.9

0.95C

B

0...8˚

0.2 A

0.1 MAX.

10˚ M

AX

.

0.08...0.15

1.3

±0.1

10˚ M

AX

.

M

2.4

±0.1

5

±0.11

A

0.15

MIN

.

1)

1) Lead width can be 0.6 max. in dambar area

1 2

3

3.15

4

2.652.13

0.9

8

0.2

1.15Pin 1

Manufacturer

2005, JuneDate code (YM)

2011-07-1814


Package Out l ine

Foot Pr int


Standard Packing


1.25

±0.1

0.1 MAX.

2.1±

0.1

0.15 +0.1-0.05

0.3+0.1

±0.10.9

1 2

3A

±0.22

-0.05

0.650.65

M

3x0.1

0.1

MIN

.

0.1

M0.2 A

0.24

2.15 1.1

8

2.3

Pin 1

Pin 1

2005, JuneDate code (YM)

BCR108WType code

0.6

0.8

1.6

0.65

0.65

Manufacturer

2011-07-1815

BAR64...Package TSLP-2-7

1

2

±0.050.6

1

2

±0.0

50.

65

±0.0

350.

251)

1±0.

05

0.05 MAX.

+0.010.39 -0.03

1) Dimension applies to plated terminal

Cathodemarking

1)±0.0350.5

Bottom viewTop view

Package Out l ine

Foot Pr int


Standard Packing

Reel ø180 mm = 15.000 Pieces/ReelReel ø330 mm = 50.000 Pieces/Reel (optional)

For board assembly information please refer to Infineon website "Packages"

0.450.

275

0.27

50.

3750.

925

Copper Solder mask Stencil apertures

0.35

1

0.6

0.35

0.3

0.76

4

1.16

0.5

Cathodemarking

8

BAR90-02LRHType code

Cathode markingLaser marking

2011-07-1816

BAR64...

Edition 2009-11-16 Published byInfineon Technologies AG81726 Munich, Germany 2009 Infineon Technologies AGAll Rights Reserved. Legal Disclaimer The information given in this document shall in no event be regarded as a guaranteeof conditions or characteristics. With respect to any examples or hints given herein,any typical values stated herein and/or any information regarding the application ofthe device, Infineon Technologies hereby disclaims any and all warranties andliabilities of any kind, including without limitation, warranties of non-infringement ofintellectual property rights of any third party. Information For further information on technology, delivery terms and conditions and prices,please contact the nearest Infineon Technologies Office (<www.infineon.com>). Warnings Due to technical requirements, components may contain dangerous substances.For information on the types in question, please contact the nearest InfineonTechnologies Office.Infineon Technologies components may be used in life-support devices or systemsonly with the express written approval of Infineon Technologies, if a failure of suchcomponents can reasonably be expected to cause the failure of that life-supportdevice or system or to affect the safety or effectiveness of that device or system.Life support devices or systems are intended to be implanted in the human body orto support and/or maintain and sustain and/or protect human life. If they fail, it isreasonable to assume that the health of the user or other persons may beendangered.

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Part Number: 73251-1150Status: ActiveOverview: RF/Microwave ProductsDescription: SMA Edge Mount Jack Receptacle

Documents:Drawing (PDF) RoHS Certificate of Compliance (PDF)

GeneralProduct Family RF/Coax ConnectorsSeries 73251Overview RF/Microwave ProductsProduct Name SMAStyle PCBWire/Cable Type N/A

PhysicalCable Attachment N/AGender JackKeying to Mating Part NoneOrientation Right AnglePCB Mounting Edge MountPCB Thickness - Recommended 1.60mmPackaging Type BagPanel Mount NoPanel Mount Method N/AReverse Polar No

ElectricalImpedance 50#

Solder Process DataDuration at Max. Process Temperature (seconds) 5Lead-free Process Capability SMC & Wave Capable (TH only)Max. Cycles at Max. Process Temperature 1Process Temperature max. C 260

Material Info

Reference - Drawing NumbersSales Drawing SD-73251-115

Seriesimage - Reference only

EU RoHS China RoHSRoHS Compliant RFProductREACH SVHCContains SVHC: NoLow-Halogen StatusLow-Halogen

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Single Driver for GaAs FET Switches and Attenuators

DR

65-0

109

SO-8

V 1.00

Features n High Speed CMOS Technology n Complementary Outputs n Positive Voltage Control n Low Power Dissipation n Plastic SOIC Package for SMT Applications n Tape and Reel Packaging Available

Description M/A-COM's DR65-0109 is a Single channel driver used to translate TTL control inputs into complementary gate voltages for GaAs FET microwave switches and attenuators. High speed analog CMOS technology is utilized to achieve low power dissipation at moderate to high speeds, encompassing most microwave switching applications.

Package outline conforms to JEDEC standard MS-012AA

Guaranteed Operating Ranges

Symbol Parameter1 Unit Min Typical Max

VCC Positive DC Supply Voltage V 4.5 5.0 5.5

VEE Negative DC Supply Voltage V -5.5 -5.0 -4.5

VCC-VEE Positive to Negative Supply Range V 9.0 10.0 11.0

TA Operating Ambient Temperature °C -40 +25 +85

IOH DC Output Current - HIGH mA — — -1.0

IOL DC Output Current - LOW mA — — 1.0

Trise, Tfall Maximum Input Rise or Fall Time nS — — 500

1. All voltages are relative to GND

Truth Table

Input

VIN A B

0 VEE GND

Outputs

1 GND VEE

Absolute Maximum Ratings

Parameter Absolute Maximum

VCC - .5V to + 6.0 V

VEE - 6.0 V to - .5 V

VCC - VEE 12 V

V IN 2 VCC + .5 V

V OUT VEE - .5 V

Storage Temperature -65°C to +150°C

2. Standard CMOS TTL interface, latch-up will occur if logic signal is applied prior to power supply.

Single Driver for GaAs FET Switches and Attenuators DR65-0109

Specifications subject to change without notice. n North America: Tel. (800) 366-2266 n Asia/Pacific: Tel.+81-44-844-8296, Fax +81-44-844-8298 n Europe: Tel. +44 (1344) 869 595, Fax+44 (1344) 300 020 Visit www.macom.com for additional data sheets and product information.

V 1.00

2

Logic Diagram

VIN

Output B

Output A

Part Number Package

DR65-0109 Bulk Packaging

DR65-0109TR Tape & Reel (1,000 pieces per 7” reel)

Ordering Information

PIN Function

1 VCC

2 VIN

3 GND

4 GND

5 GND

6 Output A

7 Output B

8 VEE

Pin Configuration

Symbol Parameter Test Conditions Units Min Typ Max

VIH Input HIGH Voltage Guaranteed HIGH Input Voltage V 2.0 — -

VIL Input LOW Voltage Guaranteed LOW Input Voltage V - — 0.8

VOH Output HIGH Voltage IOH = -1 mA VEE = Max V - 0.1 — -

VOL Output LOW Voltage IOL = 1 mA VEE = Max V — — VEE + 0.1

IIN Input Leakage Current VIN = VCC or GND VEE = Min µA -1.0 0 1.0

ICC Quiescent Supply Current VCC = Max VEE = Min VIN = VCC or GND

µA — — 400

TPHL, TPLH Propagation Delay Guaranteed -40° C to + 85° C nS — — 50

TTHL, TTLH Output Transition Time Guaranteed -40° C to + 85° C nS — — 25

Delay Skew, Output A to Output B

Guaranteed -40° C to + 85° C nS — — 8

AC & DC Characteristics Over Guaranteed Operating Range

See Switching Wave Forms for the definition of the switching terms. Supplies must be by-passed with .01 µF Capacitors.

Switching Waveforms

TF TR

TTLH TTHL

TPLH TPHL

1.3 V

90%

50%

10%

90%

10%

INPUT VIN

GND

LOGIC 1

LOGIC 0

OUTPUT A

VOUT

OUTPUT B VEE

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Datasheets for electronics components.

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Componentes resistivos y capacitivos de montaje superficial Laboratorio de Microondas

• Resistencias Chip formato 0805 (0.125 Watt). Valores de 10 Ohm a 1 MOhm, serie E24 (1% de tolerancia) (10R, 11R, 12R, 13R, 15R, …). Es el kit 223-0944 de RS-Amidata. • Condensadores cerámicos Chip formato 0805: Valores disponibles: 4.7 pF, 6.8 pF, 10 pF, 12 pF, 15 pF, 22 pF, 47 pF, 68 pF, 100 pF Tensión máxima: 50 V Tolerancia: 5% Marca: Siemens Chip formato 1206: Valores disponibles: 22 pF, 47 pF. Tensión máxima: 50 V Tolerancia: 5% Marca: Siemens

Chip formato 1206: Valores disponibles: 100 nF, 2.2 uF.

Tensión máxima: 16 V Tolerancia: 5%

Marca: Siemens