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Tema 3: Controladores para fuentes conmutadas
1. Transformador ideal
2. Control de fuentes conmutadas en modo de tensión
Diagrama de bloques
Función de transferencia del generador de señal PWM
Función de transferencia de los conversores DC-DC
Función de transferencia del amplificador de error
Diseño del lazo de control
Ejemplos
3. Control en modo de corriente
1
1. Transformador ideal
Ley de Ampère:Ley de Ampère:
02211 ininE f d id l 0
Ley de Faraday:
En un transformador ideal 0
Fundamentals of Power Electronics, second edition”. R. W: dtd
nv
nv
2
2
1
1
Erickson, D. Maksimovic. Springer (Kluwer Academic Press), 2001.
dtnn 21
Otras relaciones:lAl
Reluctancia:
Inductancia: )linealrelacióno(suponiend; LindndL
Para cada bobinado:
Inductancia: )linealrelación o(suponiend ; Lindi
ndi
L
n ni
2nL
2
En un transformador ideal, la L asociada a cada bobinado es infinita
Control to Regulate Voltage Output2. Control en modo de tensión. Diagrama de bloques
Etapa de potencia
VOUT VIN
× KFB
Amplificador KFB VOUT
VPWM (D)
Amplificador de error
Comparador
VREF
FB OUT
+
+ VControl (1)
VTri
OUTFBREFdREFControlAMPO VKVAVVV ,
• Linearized representation of the feedback control system
3
APPLYING LINEAR CONTROL THEORY2. Control en modo de tensión. Diagrama de bloques.
ov*FB ok V cv dController
Pulse Width Modulation
Power Stageand Load
ov*FB ok V cv dController
Pulse Width Modulation
Power Stageand Load
errv
PWM-ICPWM-IC
FBkFBk
Todas las señales se expresan como un valor estacionario (independiente del tiempo), másuna pequeña perturbación. Las señales son en realidad promedios a lo largo de variosperiodos:
)(~)( tvVtv ooo
)(~)( tdDtd )()()(~)( tvVtv ccc
4
APPLYING LINEAR CONTROL THEORY2. Control en modo de tensión. Diagrama de bloques.
ov*FB ok V cv dController
Pulse Width Modulation
Power Stageand Load
ov*FB ok V cv dController
Pulse Width Modulation
Power Stageand Load
errv
PWM-ICPWM-IC
FBkFBk
Small signal representation:
( )ov s( )cv s ( )d s* ( ) 0FB ok v s AController
Pulse-Width
Modulator
Power Stage+
Output Filter
( )ov s( )cv s ( )d s* ( ) 0FB ok v s AController
Pulse-Width
Modulator
Power Stage+
Output Filter
( )CG s ( )PW MG s ( )PSG sB
( )CG s ( )PW MG s ( )PSG sB
5
FBkFBk
Li i i th PWM C t ll IC
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia del generador de señal PWM
Linearizing the PWM Controller IC
V̂cv V̂cvrV
( )cv t
rv0
c
rv
( )q t
t
rV( )cv t
rv0
c
rv
( )q t
t
( )cv s 1
( )q t
0
1(a)
t
( )cv s 1
( )q t
0
1(a)
t
( )d sr̂V
PWM IC(c) (b)
sdTT
0t
( )d sr̂V
PWM IC(c) (b)
sdTT
0t
( )( ) ˆcv td tV
( ) ( )c c cv t V v t
(c) (b)sT(c) (b)sT
rV
( ) 1( ) ˆ( )PWMd sG sv s V
( ) ( )( ) ˆ ˆc cV t v td tV V
6
( )c rv s V
( )
r rD d t
V V
Linearizing the Power Stage of DC-DC Converters in CCM
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia de los conversores DC-DC
( ) ( ) ( )v t d t v tV DV ( ) ( ) ( )cp vpv t d t v t
( ) ( ) ( )vp cpi t d t i t
cp vpV DV
vp cpI D I
7
Linearizing the Power Stage of DC-DC Converters in CCM
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia de los conversores DC-DC
( ) ( )d t D d t
( ) ( )
( ) ( )vp vp vp
cp cp cp
v t V v t
v t V v t
( ) ( )
( ) ( )cp cp cp
vp vp vpi t I i t
( ) ( )cp cp cpi t I i t
( ) ( )cp cp vp vpV v D d V v ( ) ( )vp vp cp cpI i D d I i
( )cp vp vp vpv t Dv V d dv vp cp cp cpi D i I d d i
8( )cp vp vpv t Dv V d vp cp cpi D i I d
Linearizing the Power Stage of DC-DC Converters in CCM
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia de los conversores DC-DC
( )cp vp vpv t Dv V d
vp cp cpi D i I d vp cp cp
( )vpi t ( )cpi t ( )vpi t ( )cpi tvpdV( )vpi t ( )cpi t ( )vpi t ( )cpi tvpdV( )vpi t ( )cpi t ( )vpi t ( )cpi tvpdV
( )v t ( )v t( )d t1
vp cp
( )t ( )tD1( )v t ( )v t( )d t1
vp cp
( )t ( )tD1( )v t ( )v t( )d t1
vp cp
( )t ( )tD1( )vpv t ( )cpv t( )d t1 ( )vpv t ( )cpv tD1cpdI
( )vpv t ( )cpv t( )d t1 ( )vpv t ( )cpv tD1cpdI
( )vpv t ( )cpv t( )d t1 ( )vpv t ( )cpv tD1cpdI
( )a ( )b( )a ( )b( )a ( )b
9
Para configuración básica (buck, boost, buck-boost):
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia de los conversores DC-DC
1. Se sustituye la pareja de interruptores por el transformador equivalente.
2. Se identifican Vvp e Icp
3. Consideraremos que
4 La función de transferencia es la relación:
0~ ininin vVv
svsG outPS
~4. La función de transferencia es la relación:
5. No haremos cálculos analíticos de esta función. Se obtendrá simulando el circuito en Pspice en el
sdsGPS ~
dominio de la frecuencia.
10
A d i t ti f th d d t
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia de los conversores DC-DC
Average dynamic representations of three dc-dc converters in CCM:
VLi
V AA
inV
(a)Li
Li
VLi
V AA
inV
(a)Li
Li
q
inVovLv oV
inV
p
A
qoV
(a)
q
inVovLv oV
inV
p
A
qoV
(a)
q q p
inVLi Li
Li
q q p
inVLi Li
Li
inVinV
in
(b)
L
ov ov
v
inVinV
in
(b)
L
ov ov
v
ovov
1: ( )d t1: (1 ( ))d t
p 1: ( )d tov
1: ( )d t1: (1 ( ))d t
p 1: ( )d tov
11
ii
Linearizing single-switch converters 2. Control en modo de tensión. Función de transferencia de los conversores DC-DC
Li
inV
v
indV
dI
vpi
v
v
Li
v
0v
Li
inV
vv
indV
dI
vpi
v
v
Li
vv
0v
ov
1: D
LdIvpv
cpv
ov
1: ( )d t
dVLi
Buck
0inv r
Li
ov
ov
1: D
LdIvpv
cpv
ov
ov
1: ( )d t
dVLi
Buck
0inv r
LiL
oL R
VI
inV
ov
odV
LdI
Li
vpv
cpv
ov
0inv
rinV
ov
odV
LdI
Li
vpv
cpv
ov
ov
0inv
r
(1 ) :1D(1 ( )) :1d t
vpi
Boost (1 ) :1D(1 ( )) :1d t
vpi
Boost
L
oL RD
VI)1(
LiinV
ov
( )in od V V
LdIvpv
v
Li
ov
0inv LiinV
ov
ov
( )in od V V
LdIvpv
v
Li
ov
ov
0inv
o
1: D
vp
cpv
o
1: ( )d t Buck-Boost
ro
o
1: D
vp
cpv
o
o
1: ( )d t Buck-Boost
r
oL RD
VI)1(
12
LRD)1(
Small signal transfer function for Buck, Boost and B k B
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia de los conversores DC-DC
1o inv V srC
Buck-Boost converters
(Buck)2 1 1rLCd s s
RC L LC
( )
22
111 1 1
o in ev V L srCsRd D rL C s s
(Boost)
ee e
L C s sRC L L C
11o in ev V DL srCs
(Buck-Boost) 2
2
11 1 1
o in e
ee e
sRd D rL C s s
RC L L C
(Buck-Boost)
2= (Boost and Buck-Boost)(1 )e
LLD
13
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia de los conversores DC-DC
Ejemplo de simulación. Conversor Buck (FTConversores.opj)
Transformador ideal: XFRM_LINEARL1 Se hace muy grandeL1 Se hace muy grandeL2 = D*D*L1 para mantener una relación de vueltas equivalente a D:1 (L es proporcional a N2)La resistencia Rs es necesaria para evitar un error en Pspice, pero su valor es totalmente despreciable.
14
La entrada es la señal d. La fuente de alterna (su amplitud) representa la variable d.
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia de los conversores DC-DC
Ejemplo de simulación. Conversor Buck
15
Amplificador con un solo ceroV+
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia del amplificador de error
FBREFREFC VVZZVV
1
2Vref
Vc
U3
+3
-2
V+7
4
OUT6
B11
B25
111 RsC
C1
V-
R1 R2
Vf b
0 LF411 V-4 B1
22121
21
2122
11||1RCsCCCs
RsCsCsC
RZ
11 RZ
C2
Vf b
Para la señal dinámica: FBC vZZv ~~
1
2outFBFB VkV
p
z
FB
CsCsR
svv
21
~~
221211
211~~
RCsCCCsRRsC
vvFB
C
El signo aparece porque la realimentación
es negativa. No lo sigo escribiendo, perotenemos en cuenta que estamos trabajandotenemos en cuenta que estamos trabajandocon realimentación negativa.
p
zC
FB
CC s
ss
kvvG
/1/1
~~
12
1CRz
212
21CCRCC
p
211
1CCR
kC
16
2. Control en modo de tensión. (Criterio de estabilidad)
Para una realimentación negativa, si la fase del lazocerrado completo llega a ser 180º con una gananciacerrado completo llega a ser -180 con una gananciasuperior a 1, el sistema es inestable.
Margen de fase: Para la frecuencia con ganancia 1, es la fase por encima de 180ºes la fase por encima de -180 .
Etapa de potencia
VIN VOUTpotenciaGPS
× KFB
Amplificador de
VPWM (D)
Amplificador de error GC
ComparadorGPWM
+
+
VTri
VREF
VFBVC
)()(
sdsvG out
PS
Tri
)()(
svsv
VVK
out
fb
OUT
REFFB
)()(svsvG
fb
cc
rtricPWM Vvsv
sdG ˆ1
ˆ1
)()(
)( )(outOUT )(fb rtric )(
Para 1FBCPS
KGG PMCPS 180 fasedeMargen PM
17
Para co 1r̂
CPS VGG PMCPS gPM
2. Control en modo de tensión. Evaluación del desfase en el amplificador de error
zcC skvG /1~
11 tt90
Máximo para:
p
zc
FB
Cc ssv
G/1~
pz
C 11 tantan90
copz Máximo para: copz
D fi i pk
k pDefinimos:
z
pk
k
k pzco
Por lo tanto: BoostMAXCcoC k
k
901tantan90 11
,
kkBoost
1tantan 11
c
cokkG
45
2tan Boostk
ºen Boostco
18
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia del amplificador de error
Ejemplo de simulación. Amplificador error 1 cero (SimAmplError.opj)
19
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia del amplificador de error
Ejemplo de simulación. Amplificador error 1 cero (SimAmplError.opj)
80
40
0ddb(-V(Vc)/ V(vfb:+))
0
-50d
10Hz 30Hz 100Hz 300Hz 1.0KHz 3.0KHz 10KHz 30KHz 100KHzp(-V(Vc)/ V(vfb:+))
-100dSEL>>
Boost
Frequencyp( V(Vc)/ V(vfb: ))
cof
20
Amplificador con dos ceros
ZU3 7
V+
2. Control en modo de tensión. Función de transferencia del amplificador de error
FBREFREFC VVZZVV
1
2
21
2211||1 RsCRZ
U3
LF411
+3
-2
V+7
V-4
OUT6
B11
B25
VrefVc
221212122 ||
RCsCCCssCsCRZ
3311
1||sC
RRZ
LF411 V-
R1 C1R2
Vf b
V-0
Para la señal dinámica:
Z2VkV
3
C2R3 C3
FBC vZZv ~~
1
2outFBFB VkV
313211
11~
CCCCCRRsCRsCvC
2/1~zcC skvG
22121331 1~ RCsCCCRsCsRvFB
11 211 CC
2/1~pFB
cssv
G
1k 31321 RRCRCz
221
21
33 RCCRCp 211
1CCR
kc
ckkG2
k 1t2t2 11
45t Boostk
21
co
ccoG
kkBoost tan2tan2 11
45
4tan Boostk
1. Conocer o determinar GPWM y KFB:
2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
rPWM V
G ˆ1
comparador delr triangulaseñal la de pico-picoValor ˆ rV
OUT
REFFB V
VK
2. Evaluar la función de transferencia de la etapa de potencia (Power Stage) (simulación Pspice). Elegir una frecuencia de corte fco (frecuencia para la cual la ganancia total del bucle será la unidad). Debeser lo más alta posible para conseguir un transistorio más rápido pero pequeña en comparación con laser lo más alta posible para conseguir un transistorio más rápido, pero pequeña en comparación con la frecuencia de conmutación. Para garantizar la estabilidad, en la práctica se tomará la frecuencia quecorresponde al mínimo de la fase de la etapa de potencia.
Se determinarán la ganancia y la fase de la etapa de potencia: para la frecuenciaPSPSG y coSe determinarán la ganancia y la fase de la etapa de potencia: para la frecuencia
3. Evaluar la ganancia del amplificador de error para :
PSPSG y co
co
1coKFBPWMPS GGGG 1ˆ1
coFBTri
PS GKV
GPSFB
Trico GK
VGˆ
22
4. Dado un margen de fase PM, calcular Boost:
2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
PMBoostPS º180º90 PMPSBoost º90
5. Calcular k para el amplificador de error:
º45Boostk º90Amplificador de 1 cero:
º45
2tan Boostk
º90Boost
Amplificador de 2 ceros:
45
4tan Boostk º180º90 Boost
6. Calcular kc para el amplificador de error:
Amplificador de 1 cero: Amplificador de 2 ceros:2k
Gk cococ
kGk coco
c
23
7. Fijar R1 y determinar los demás elementos del amplificador de error
2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
Amplificador de 1 cero Amplificador de 2 cerosV+
U33 V+
75
U33 V+
75
V+
Vref
0
Vc
LF411
+3
-2
V+
V-4
OUT6
B11
B25
LF411
+
-2
V-4
OUT6
B11
B2VrefVc
0
C1
V-
R1 R2
Vf b
0
R1 C1R2
Vf b
V-0
C2 C2R3 C3
111
21
21
RkkRkC
cpc
z
2
kp 1R
12
12
1RkkRk
Ccpc
z
11 2221
kCCC
z
p
12 C
Rz
11 RRR 1C
11 2221
kCCC
z
p
1
24
11 211
3
k
Rzp 3
3 RC
p
12
1C
Rz
Ejemplo 1 (StepdowncontrolejemploHart.opj)2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
Conversor step-down
Inductancia: L = 100 H, r = 0.5 .
Condensador: C = 80 F, r = 0.6
Resistencia de carga: RL = 5
Tensión de entrada: Vin = 20 V
Tensión de salida objetivo: Vout = 8 V
Para el comparador: V = 1 5 V; Amplitud de la señal triangular = 3 V; frecuencia f = 100 kHzPara el comparador: VREF = 1.5 V; Amplitud de la señal triangular = 3 V; frecuencia fS = 100 kHz.
Diseño de lazo de control en modo de tensión con un margen de fase de 46º.
11 51VPaso 131
ˆ1
rPWM V
G 1875.085.1
OUT
REFFB V
VK
25
Ejemplo 1 (StepdowncontrolejemploHart.opj) Paso 2. Evaluación de la F.T. de la etapa de potencia2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
)()()(
sdsVsG out
PS
)()( dBsGPS
)(_ sGFase PS
26
Ejemplo 1 (StepdowncontrolejemploHart.opj) Pasos 3-7. Resto cálculos (Excel: CálculosEjHarT2016)2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
27
Ejemplo 1 (StepdowncontrolejemploHart.opj): Simulación del conversor en lazo abierto2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
28
Ejemplo 1 (StepdowncontrolejemploHart.opj): Simulación del conversor en lazo cerrado2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
29
Ejemplo 1 (StepdowncontrolejemploHart.opj): Comparativa lazo abierto y lazo cerrado
Lazo abierto L d
2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
Lazo abierto Lazo cerrado30V
20V
30V
10V
20V
10V
20V
40ms 45ms 50ms 55ms 60ms0V
40ms 45ms 50ms 55ms 60msV(V t) V(Vi ) V(V )
0V
9.0V9.0V
TimeV(Vout) V(Vin)
TimeV(Vout) V(Vin) V(Vc)
8.0V8.0V
6.0V
7.0V
6 0V
7.0V
30 Time
40ms 45ms 50ms 55ms 60msV(Vout)
Time
40ms 50ms 60msV(Vout)
6.0V
Ejemplo 1 (StepdowncontrolejemploHart.opj): Detalle lazo cerrado
Lazo cerrado
2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
Lazo cerrado30V 8.2V
10V
20V
8.0V
40ms 45ms 50ms 55ms 60ms0V
10V
40ms 50ms 60ms7.8V
Time
40ms 45ms 50ms 55ms 60msV(Vout) V(Vin) V(Vc)
1.50V
Time
40ms 50ms 60msV(Vout)
1.25V
31 Time
40ms 50ms 60msV(Vc)
1.00V
Ejemplo 2 (StepdowncontrolejemploHartInestable.opj):Simulación en lazo cerrado con inestabilidad (amplificador con solo un polo en el origen)
2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
32
Ejemplo 2 (EjemploHartInestable.opj):Simulación en lazo cerrado con inestabilidad (amplificador con solo un polo en el origen)
2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
40V 10V
20V
8V
-20V
0V
6V
Time
40ms 50ms 60msV(Vout) V(Vc) V(Vin)
Time
40ms 45ms 50ms 55ms 60msV(Vout)
10V
0V
5V
10
-5V
33 Time
40ms 50ms 60msV(Vc)
-10V
Ejemplo 3: Evaluación de la Función de transferencia de la etapa de potencia mediante Pspice(Stepdowncontrolejemploclase opj):
2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
(Stepdowncontrolejemploclase.opj):
V) 1,5 de DCoffset (con V 8,1ˆ :PWM rV
V42V2,0FBk
)4(RW;36PV;12VV;30VkHz;100f 1,0r F; 697C H; 100L :down stepConversor
Loutoutins
C
V4,2REFV
) 4(RW;36PV;12VV; 30V kHz;100f Loutoutins
º60 :fase deMargen M
PARAMETERS:+-
E1
E
L1
100u
PARAMETERS:
PARAMETERS:Vin = 30Vout = 12
dAC1Vac0Vdc
EGAIN = {Vin} C1
697uRL4
R1D = {Vout/Vin}
0
0.1
34
Ejemplo 3: Evaluación de la Función de transferencia de la etapa de potencia mediante Pspice(Stepdowncontrolejemploclase.opj y CálculosEjHart2016.xlsx):
3.1. Control en modo de tensión
)()( dBG)()()(
sdsVsG out
PS
0
40
)()( dBsGPS
DB( V(RL:1)/ V(dAC:+))-40
0
)(_ sGFase PS-100d
0d
Frequency
10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHzP( V(RL:1)/ V(dAC:+))
-200dSEL>>
Frequency
Al elegir la frecuencia de corte debe elegirse de forma que se garantice que la fase total se mantendrá por encima de -180º en todo el rango de frecuencia.
35kHz 46,1cof
Ejemplo 3: Comparativa (simulación con Vin=28V):2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
11.24V
11.26V 12.04V
12.00V
11.20V
11.18V19 0 19 2 19 4 19 6 19 8 20 0
11.96V
Lazo abierto Lazo cerrado
Time
19.00ms 19.25ms 19.50ms 19.75ms 20.00msV(RL:1)
Time
19.0ms 19.2ms 19.4ms 19.6ms 19.8ms 20.0msV(RL:1)
Lazo abierto Lazo cerrado
En lazo abierto el nivel DC no está bien ajustado. El rizado es aproximadamente el mismo; depende de los valores de los componentes de la etapa de potencia y de fs.
38
35V
Ejemplo 3: Comparativa:2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
35V
30V
35V
30V
25V 25V
16VV(Vin)
12.4V
12.8VV(Vin)
12V
12.0V
Time
20ms 30ms 40msV(RL:1)
8VSEL>>
L d Time
20ms 30ms 40msV(Vout)
11.6VSEL>>
En lazo abierto el circuito no es capaz de corregir posibles variaciones de la entrada. En lazo cerrado sí, pero hay un tiempo de respuesta
Lazo abierto Lazo cerrado
39
pero hay un tiempo de respuesta.
Ejemplo 4 Ejemplo de diseño incorrecto (StepdowncontrolejemploclaseMal.opj):2. Control en modo de tensión. Diseño del lazo de control
)()()(
sdsVsG out
PS 40
)()( dBsGPS0
DB(V(RL:1)/V(dAC:+))-40
)(_: sGFaseVerde PS-100
-0
Rojo:
-200
Rojo:Amplificador de error
Azul:T t l
10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz
P(V(RL:1)/V(dAC:+))-90+(2* ATAN(Frequency*1.955/10e3)-2* ATAN(Frequency/(1.955*10e3)))*180/3.141592654 P(V(RL:1)/V(dAC:+))
/ / /
-300SEL>> Total
40
Frequency-90+(2* ATAN(Frequency*1.955/10e3)-2* ATAN(Frequency/(1.955*10e3)))*180/3.141592654
Voltage versus Current Mode Control3. Control en modo de corriente. Estructura de bloques
Se añade un lazo de realimentación interno, que toma como referencia la corriente de la inductanciainductancia.Existirá un máximo valor de iL quecorresponde al valor de Vout deseado (i*L).Se compara la corriente de la inductanciaSe compara la corriente de la inductancia(una señal de tensión proporcional a iL) con la señal de control del amplificador de error.El amplificador de error (que tiene gananciaEl amplificador de error (que tiene gananciainfinita) generará la señal necesaria para queVout coincida con la referencia. Ese valor esjustamente i*L.Hay un latch cuya salida se reinicia en cadaciclo, pero cuando iL supera i*L, el latch se resetea. Así, la anchura de pulso de la salidadel lacth corresponde al ciclo de trabajo
• Regulating the output voltage is the objective in both
del lacth corresponde al ciclo de trabajonecesario para conseguir la Vout deseada.
• Regulating the output voltage is the objective in both modes of control
41
Ahora Vout está controlada por iL. La función de transferencia relevante de la etapa de potencia es:
3. Control en modo de corriente. Diseño del lazo de control
)(~)(~
)(sisvsG
L
outPS
Cambia la forma de generar la señal PWM
El diseño del amplificador de error es igual, teneindo en cuenta la nueva función de transferencia de p g ,la etapa de potencia y de todo el lazo de control
E l 4 4 I thi l ill d i k t d t ll fExample 4-4 In this example, we will design a peak-current-mode controller for a Buck-Boost converter that has the following parameters and operating conditions:
100 HL , 697 FC , 0.01r , 100 kHzsf , 30VinV . The output power
18WoP in CCM and the duty-ratio D is adjusted to regulate the output voltage
12VoV . The phase margin required for the voltage loop is 060 . Assume that in the
voltage feedback network 1k voltage feedback network, 1FBk .
42
1. Conocer o determinar GPWM y KFB: (Ahora GPWM no aparece en el bucle de control)
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
1FBK
2. Evaluar la función de transferencia de la etapa de potencia )(~)(~
)(sisvsG
L
outPS
F ió d t f i d l t d t i (C t l i t 4 j)Función de transferencia de la etapa de potencia (Controlcorriente4.opj)
PARAMETERS:0
+-
E1 GAIN = {Vin+Vout}
d
Lm = 100dac = 1
dd
L1 100u
E
+-
G1
GGAIN {IL}
Rs
1u
PARAMETERSRL
dAC{dac}0Vdc
Rc0.01
TX1
0
C1697u
PARAMETERS:
GGAIN = {IL}
0
PARAMETERS:Vin = 30Vout = 12IL = 2.1
0
RL8
COUPLING = 1PARAMETERS:D = {1/(Vin/Vout+1)}
0
L1_VALUE = {Lm}L2_VALUE = {D*D*Lm}
43
Función de transferencia de la etapa de potencia (Pspice)
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
kHz 5cof 0,034dB 36,29 PSG º6,89PS
44
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
sLD
Función de transferencia2(1- ) 1 - (1 )
(1 - )( ) (1 ) 1
o
L
sLDR D srCR Dv s
sRCi D
Función de transferencia de la etapa de potencia
(Solución Mohan)(1 ) 1
1 L sRCi D
D
0
20
( )PS dBG s
0
20
( )PS dBG s
-40
-20
( )PS dB
29.33dB
-40
-20
( )PS dB
29.33dB
0dDB(V(V_out)/I(L1))
deg( ) |PSG s
0dDB(V(V_out)/I(L1))
deg( ) |PSG s
1 0 3 0 10 30 100 300 1 0 3 0 10 30 100-100d
-50d
SEL>>
090
1 0 3 0 10 30 100 300 1 0 3 0 10 30 100-100d
-50d
SEL>>
090
45
Frequency
1.0Hz 3.0Hz 10Hz 30Hz 100Hz 300Hz 1.0KHz 3.0KHz 10KHz 30KHz 100KHzP(V(V_out)/ I(L1)) 5cf kHz Frequency
1.0Hz 3.0Hz 10Hz 30Hz 100Hz 300Hz 1.0KHz 3.0KHz 10KHz 30KHz 100KHzP(V(V_out)/ I(L1)) 5cf kHz
3. Evaluar la ganancia del amplificador de error para :
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
co
1coKFBPS GGG 38,29coG
4. Dado un margen de fase PM, calcular Boost
5. Calcular k para el amplificador de error6 C l l k l lifi d d6. Calcular kc para el amplificador de error7. Fijar R1 y determinar los demás elementos del amplificador de error
Todos estos pasos con las mismas ecuaciones que en el control en modo de tensión. Utilizo la mismahoja de Excel
46
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
Simulación en lazo abierto (topología diapositiva 10), Vin fijo
M1PARAMETERS:Vpwm
p g p j
M1
NMOSIDeal
f s = 100k+-
E1
EGAIN = 1
PARAMETERS:0 L1
Vin2
30
RL8
C1697u
PARAMETERS:Vin = 30Vout = 12IL = 2.33
PARAMETERS:
Vpwm100u
8 PARAMETERS:D = {1/(Vin/Vout+1)}VPWM
TD = 0
TF = {1/(10000*f s)}PW = {D/f s}
V1 = 0
TR = {1/(10000*f s)}
V2 = 10 R10.01
D1DIdeal
PW = {D/f s}PER = {1/f s} 0
0
48
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
Simulación en lazo abierto
15V
5V
10V
V(RL:1) V(Vpwm)0V
5V
2.5A
3.0AV(RL:1) V(Vpwm)
2.0A
2.5A
50.000ms 50.005ms 50.010ms 50.015ms 50.020ms 50.025ms 50.030ms 50.035ms 50.040ms 50.045msI(L1)
1.5ASEL>>
49
TimeI(L1)
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
Simulación en lazo abierto (topología diapositiva 10), Vin variablep g p
PARAMETERS:VpwmM1
NMOSIDeal
f s = 100k+-
E1
EGAIN = 1
PARAMETERS:0 L1
VinTD = 0
TF = 9mPW = 0PER = 10m
V1 = 25
TR = 1m
V2 = 35
RL8
C1697u
PARAMETERS:Vin = 30Vout = 12IL = 2.33
PARAMETERS:
Vpwm100u
PER = 10m
8D = {1/(Vin/Vout+1)}VPWM
TD = 0
TF = {1/(10000*f s)}PW = {D/f s}PER = {1/f s}
V1 = 0
TR = {1/(10000*f s)}
V2 = 10 R10.01
0
D1DIdeal
PER = {1/f s} 00
50
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
Simulación en lazo abierto (topología diapositiva 10), Vin variableT ió d t d lidTensión de entrada y salida
36V
32V
24V
28V
20V
16V
8V
12V
51 Time
10ms 12ms 14ms 16ms 18ms 20ms 22ms 24ms 25msV(Vin:+)- V(Vin:-) V(RL:1)
8V
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
Simulación en lazo cerrado (topología diapositiva 10), Vin variablep g p
VinTD = 0
V1 = 25V2 = 35
M1 PARAMETERS:f s = 100k+
E1
VPWMV1 = 0
Vclock Vpwm
kVout
H1H
TF = 9mPW = 0PER = 10m
TR = 1mNMOSIDeal
RLCL
-E GAIN = 2
PARAMETERS:Vin = 30Vout = 12IL = 2 33
TD = 0
TF = 0PW = {0.05/f s}PER = {1/f s}
V1 0
TR = 0
V2 = 5
0
0 L1
100u
GAIN = 1
0
kILVclockU6A
7402
23
1
RL8
697u IL 2.33
PARAMETERS:D = {1/(Vin/Vout+1)}Rc
0.01
D1DIdeal
0
V+
VrefV+
U3
+3
V+
7
6B2
5Vreset
R101meg
U6B
7402
56
4
Vpwm0
V-
Vreset kIL
VcU7LM111
OUT7
-3
G1
V-
4
0
C1 0V-
R1R2
12
0
Vc V515
V6
LF411-
2
V-4
OUT6
B110
V+
+2
V+8B/S
6
B5
V75
R11470
C1
371p
C2
30p
0
10k316k
kVout 15
V-
520
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
Simulación en lazo cerrado (topología diapositiva 10), Vin variableTensión de entrada y salida
35V
Tensión de entrada y salida
30V
25V
20V
15V
10ms 12ms 14ms 16ms 18ms 20ms 22ms 24ms 25ms10V
53
Time
10ms 12ms 14ms 16ms 18ms 20ms 22ms 24ms 25msV(RL:1) V(Vin:+)- V(Vin:-)
3. Control en modo de corriente. Ejemplo
Simulación en lazo cerrado (topología diapositiva 10), Vin variable
5.0V 5.0V
Ampliación Vin=25V Ampliación Vin=35V
2.5V 2.5V
V(Vclock) V(Vpwm)0V
V(Vclock) V(Vpwm)0V
2.4
2.8( c oc ) ( p )
2.4
2.8
2.0
SEL>>
2.0
SEL>>
Time
10.00ms 10.01ms 10.02msI(L1) V(Vc)
1.6S
Time
11.000ms 11.005ms 11.010ms 11.015msI(L1) V(Vc)
1.6
54