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Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Tema 8: Amplificadores de potencia para audiofrecuencia.
Gustavo Camps-Valls†
†Dept. Enginyeria Electronica. Universitat de Valencia. [email protected], http://www.uv.es/gcamps
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Situacion y escenario:
Ya conocemos los elementos basicos para una amplificacion de la senal enclase A.Hemos visto tambien los elementos para corregir problemas como lasaturacion de los transistores, deriva termica, adaptacion de impedancias yrealimentacion.Todos estos conceptos son esenciales para conseguir buenos amplificadoresde potencia.
Que veremos en este tema:
Analizaremos y disenaremos amplificadores de potencia basicos para audio.
Nos centraremos en amplis en clase B (contrafase) y clase AB(complementarios en contrafase).
Veremos como reducir la distorsion (de cruce).
Analizaremos los problemas (y soluciones) de la disipacion de potencia ycalor.Veremos como adaptar corregir inestabilidades debidas al altavoz.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Contenidos1 Etapa de potencia en contrafase (push-pull) sin transformador de salida
Esquema y funcionamiento basicoPotencia disipada
2 Distorsion de cruceIntroduccionMetodos de eliminacion de la distorsion de cruce
3 Etapas de potencia en configuracion Darlington4 Etapa de realimentacion
Esquemas de realimentacionAmplificador cuasi-simetrico con transistores bipolaresAmplificador para cascos con BJTs y operacional
5 Amplificadores con una sola fuente de alimentacionEsquema basico: analisis y disenoEjemplo
6 Amplificadores en puenteEsquema basico y funcionamientoEjemplos
7 Red de ZobelPropiedades y utilidadEcuaciones de diseno
8 Referencias
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Introduccion
Una de las aplicaciones mas importantes de la realimentacion negativa seda en el diseno de amplificadores para audiofrecuencia, donde uno de losrequisitos principales es la baja distorsion.
Un amplificador de potencia para audio consta fundamentalmente de dospartes: una etapa de salida de potencia y un sistema de realimentacionnegativa.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Esquema y funcionamiento basico
Esquema basico y consideraciones preliminares
+
-
Vg
+
-
+VCC
+
-
-VCC
RL
Q1
Q2
0
Figura: Etapa de potencia con dos BJT complementarios en contrafase.
Esta configuracion exige:1 Simetrıa total en cuanto a que los dos transistores tengan la misma β;2 Cuando no hay senal de entrada, no debe haber senal de salida;3 La tension colector-emisor de los dos transistores sera igual a VCC
(funcionamiento en clase B).
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Esquema y funcionamiento basico
Funcionamiento basico
Con senal de entrada no nula, la tension de salida tampoco lo es, y circulacorriente por RL (resistencia del altavoz, 4Ω u 8Ω).
A partir de +0,7V, Q1 conduce y Q2 se encuentra en corte.
En los ciclos negativos ocurre lo contrario, por lo que cada BJT trabajaunicamente en un ciclo.
La potencia maxima de salida se logra cuando I0 = VCCRL
y, por tanto, la
potencia media suministrada por el amplificador a la carga es:
PL = (I0)2ef RL =
V 2CC
2RL.
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Potencia disipada
Potencia maxima disipada
La potencia consumida por uno de los transistores no puede superar lahiperbola de maxima disipacion de potencia.
Condicion de maxima potencia en la carga: cuando la hiperbola de maximadisipacion y la recta de carga son tangentes.
VCE
VCC/RL
VCC/2
VCC/(2RL)
IC
Q
Tangencia
Figura: Punto Q de los transistores.
Si la maxima potencia que puede soportar cada transistor es PC , lapotencia maxima entregada a la carga es PL = 2PC .
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Potencia disipada
Maxima potencia en push-pull
Para disenar un amplificador de 50W es necesario emplear dos transistorescomplementarios capaces de soportar una potencia de al menos 25W cada uno.
“One minute paper”
VCE
VCC/RL
VCC/2
VCC/(2RL)
IC
Q
Tangencia
Figura: Punto Q de los transistores.
Demostrar que esta condicion de tangencia se da cuando V 2CC = 4RLPC , es
decir, se debe cumplir VCC ≤ 2√
RLPC .
Teneis 5’. Premio al primero: 0.01 puntos.
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Introduccion
Distorsion de cruce
Problema: la distorsion de cruce se debe a que los BJT comienzan aconducir solo cuando la tension base-emisor supera, aproximadamente, los0,7 V (0,3 V, si son de germanio).
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Time
V(Salida)
1.0V
0V
-1.0V
V(Entrada)
2.0V
0V
-2.0VSEL>>
Figura: Entrada y salida de una etapa de potencia complementaria basica,mostrando la distorsion de cruce.
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Introduccion
Distorsion de cruce (cont.)
A
BD188Q2
BD187Q1
+
-
20VVEE
+ -
VCC
20V
RL8
Rg
1k
+
-
Vg
0
0
0
0
Salida
Entrada
2Vp; 1kHz
0Hz 1KHz 2KHz 3KHz 4KHz 5KHz 6KHz 7KHz 8KHz 9KHz 10KHz Frequency
V(Salida)
600mV
500mV
400mV
300mV
200mV
100mV
0V
Figura: (a) Etapa sencilla en contrafase donde se produce distorsion de cruce. (b)Espectro de la senal distorsionada. El pico mas alto corresponde a la senal sindistorsion (armonico fundamental) y los picos restantes a 3 kHz, 5 kHz, 7 kHz, etc.representan la distorsion.
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Eliminar la distorsion de cruce (Metodo 1)
Un metodo consiste en utilizar diodos que compensan los 0,7 V y ponen alos transistores de potencia a punto de conducir
Dos inconvenientes:1 Puede que la tension de polarizacion suministrada por los diodos sea
excesiva y que la corriente de reposo (ausencia de senal de entrada) no seanula → Deriva termica y la corriente puede quemar los BJTs.
2 El uso de diodos limita la maxima tension de salida de la etapa de potenciasin distorsion, y esto obliga a calcular cuidadosamente las resistencias enserie con los diodos.
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Eliminar la distorsion de cruce (Metodo 1)
RL
+VCC
-VCC
Q1
Q2
RD
RD
VE VS=VE
IR
ID
IB
RL
+VCC
-VCC
Q1
Q2
Figura: (a) Circuito basico de una etapa de potencia con dos BJT complementarios encontrafase y circuito de polarizacion con diodos. (b) Una corriente de reposo excesivapuede originar una deriva termica destructiva a traves de los transistores de potencia.
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Analisis del circuito
La tension instantanea de entrada y la de salida son iguales, debido a lastensiones de los diodos de polarizacion. La corriente que pasa por un diodoes:
ID = IR − IB
Cuando la corriente ID = 0 el diodo es un circuito abierto y el amplificadordeja de funcionar normalmente. La condicion lımite es, por consiguiente:
IR = IB
Es decir,VCC − (VS + 0, 7)
RD=
VS
βRL
De aquı puede despejarse el valor de la resistencia RD para una salidamaxima, VS , dada:
RD = βRLVCC − 0, 7− VS
VS
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Ejemplo
Para VCC = 20 V, VS = 18 V, β = 150 y RL = 8 Ω, se obtiene RD = 86 Ω.
Hay que cuidar la corriente maxima que atraviesa los diodos para que lapotencia consumida en ellos no exceda los lımites fijados por el fabricante.
Efecto de la polarizacion con diodos sobre la distorsion de cruce:
0s 1.0ms 2.0ms 3.0ms 4.0ms 5.0ms 6.0ms Time
V(Salida)
10V
5V
0V
-5V
-10V
Figura: La distorsion de cruce desaparece gracias al circuito de polarizacion condiodos, pero hay un riesgo de deriva termica destructiva.
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Recordar
La eliminacion de la distorsion de cruce siempre entrana el riesgo de derivatermica destructiva.
Casi siempre suelen conectarse sendas resistencias en los emisores de lostransistores para tener algo de regulacion y limitacion de corriente.
Dichas resistencias tienen valores tıpicos de 0,25 Ω a 1 Ω.
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Eliminar la distorsion de cruce (Metodo 2)
Tambien pueden colocarse los diodos en contacto directo, aunque aisladoselectricamente, con los radiadores de los transistores de potencia.
Esto mejora el control de la deriva termica ya que la tension VBE de losdiodos disminuye al aumentar la temperatura y esto hace que la corrientede colector de los transistores tienda a disminuir ante un calentamientoexcesivo.Un metodo interesante de polarizacion consiste en sustituir los diodos porresistencias, formando divisores de tension que generen la tension necesariade 0,7 V para el arranque de los transistores.
R35k
R4180
R5180
R25k
Q1BC369
BC548AQ2
+
-
20VVEE
8R1
+
- 20V
VCC
+
-
Vg
R91
R81
0
0
0
Entrada Salida
19Vp; 1kHz
Figura: Polarizacion conresistencias.
Alguna de las resistencias R4 o R5
pueden ser de tipo NTC, es decir,resistencias de coeficiente detemperatura negativo.
“Si aumenta la temperatura y las NTCestan en contacto termico con lostransistores de potencia, ante unaumento de temperatura disminuyen suvalor y, por lo tanto, disminuye latension de polarizacion de las bases,con lo cual se frena la deriva termica.”
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Eliminar la distorsion de cruce (Metodo 3)
Utilizar un transistor y dos resistencias (o mejor un potenciometro).
R1
R2
I0
I0
IDIV VCE
0,7V
Figura: Circuito de polarizacion ajustable. R1 y R2 son un potenciometro.
Diseno: se toma la corriente IDIV unas diez veces mayor que la corriente debase del transistor, con lo que esta corriente puede considerarse nula.
Ademas si la tension base-emisor es de ∼0,7 V:
IDIV =0, 7
R2=
VCE
R1 + R2−→ VCE =
(1 +
R1
R2
)· 0, 7
Este circuito de polarizacion permite ajustar perfectamente la polarizacionsin que se produzca deriva termica, variando de forma continua ladiferencia de potencial entre las bases de los transistores de potencia.
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Funcionamiento
Puede eliminarse por completo la distorsion de cruce.
Para ello se hace R1 = 0 (o se pone el cursor del potenciometro en elcolector del transistor), con lo cual la tension entre bases es de solo 0,7 V.
A continuacion se conectan las alimentaciones, se conecta un amperımetroen serie con una de las fuentes y se introduce una senal alterna en laentrada del amplificador.
Se conecta un osciloscopio a la salida del amplificador y se observa ladistorsion de cruce.A continuacion se va bajando poco a poco el cursor del potenciometrohacia el emisor del transistor de polarizacion, vigilando atentamente lacorriente que suministra la fuente mediante el amperımetro
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Funcionamiento (cont.)
Progresivamente va desapareciendo la distorsion, pero aumenta el riesgode deriva destructivaSi se aprecia un aumento de la corriente de la fuente de alimentacion, hayque subir el potenciometro hacia el colector, aunque a veces es demasiadotarde y los transistores de potencia quedan danados (o quemados).
Si el ajuste se hace cuidadosamente, el amplificador de potencia quedatotalmente optimizado.
En ocasiones se coloca el transistor de polarizacion en contacto fısico conel radiador de los transistores de potencia. Si hay un calentamientoexcesivo, la tension de polarizacion disminuye evitando riesgos de deriva.
Q3BD441
BD442Q2
8RL
BD441Q1
100R3
400R4
200
R1
200
R2
1RE1
1RE2
+ -
20VVCC
+-
VEE20V
+
-
Vg
0
0
0
0
Salida
Entrada
12Vp; 1kHz
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms Time
V(Salida)
12V
8V
4V
0V
-4V
-8V
-12V
Figura: (a) Amplificador de potencia con polarizacion ajustable y (b) su salida.
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Metodos de eliminacion de la distorsion de cruce
Funcionamiento
Para calcular I0 se debe hacer esta corriente mucho mayor que la corrientede base de los transistores de potencia.
En la practica suele ser suficiente con tomar I0 el doble de la mayorcorriente de base, es decir:
I0 =2VCC
βRL
Por otra parte, se puede calcular R0 haciendo: R0 = VCC/I0.
R1
R2
I0
I0
R0
R0
IB
IC
VE
VS
+VCC
-VCC
ILmáx=VCC/RL
RL
Figura: Calculo de I0.
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Configuracion
En muchas ocasiones se deben emplear etapas de potencia conconfiguraciones Darlington (sobre todo para alta potencia).
Una de las etapas mas usadas consiste en una configuracion Darlingtonnormal y una complementaria (circuito cuasi-simetrico).
Tambien se puede utilizar una etapa de potencia simetrica.
+VCC
-VCC
salida
entrada
+VCC
-VCC
salida
entrada
RL
Figura: Etapa de potencia (a) cuasi-simetrica y (b) simetrica.
Tanto en una etapa como en la otra es siempre imprescindible conectarresistencias de bajo valor (pero de potencia suficiente) en serie con losemisores de los transistores de potencia, para evitar derivas.
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Configuracion (cont.)
De igual forma se suelen conectar resistencias entre la base y el emisor deltransistor de la derecha de la configuracion Darlington para conseguir unacorriente aceptable en el transistor de la izquierda.
220R4
10u
C1
Q5Q2N2222
1kR1
BD441Q1
Q3BD441
680R7
1kR2
+ -
30V
VEE
+
-
30VVCC
390R3
BD442Q2
.5R6R8
680
R5.5
RL8
BD442Q4
+
-
V1
0
0
0
Entrada
Salida
Figura: Una etapa de potencia de 40 W con estructura simetrica.
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Analisis: respuesta en frecuencia, impedancia de entrada, salida
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz FrequencyV(Salida) / V(Entrada)
1.0
100m
10m
1.0m1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz
FrequencyV(Entrada) / I(C1)
100K
10K
1.0K
100
10
(12.235K,493.634)
Figura: (a) Respuesta en frecuencia y (b) impedancia de entrada de la etapa depotencia.
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms TimeV(Salida)
30V
20V
10V
0V
-10V
-20V
-30V
Figura: Senal de salida de la etapa de potencia sobre 8 Ω.
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Etapa de potencia con realimentacion
Los amplificadores de potencia normalmente estan realimentados.
Se disminuye drasticamente la distorsion y el ruido, ası como para fijarbien los puntos de operacion del amplificador en su conjunto.
La realimentacion negativa puede realizarse mediante un amplificadordiferencial o mediante un operacional, que es basicamente lo mismo peroque dota al sistema de mayor calidad.
Este tipo de realimentacion puede ser de tension o de corriente, siempresensando la tension de salida.En esencia siempre se trata de intercalar una etapa de potencia en el lazode realimentacion de un sistema realimentado de los que ya hemos vistoanteriormente.
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Esquemas de realimentacion
Sistema realimentado tipo I
DiferencialAD
Etapa depotencia
AP=1
R1R2
v1
v2
RL
+
-
Figura: Amplificador con el mismo factor de realimentacion en continua que en alterna
La realimentacion no depende de f y la ganancia tras realimentar es:
A =AD
1 + ADH0, H0 =
R2
R1 + R2
Si el factor de realimentacion es mucho mayor que la unidad, la gananciadel amplificador de potencia se puede escribir:
A ∼=1
H0= 1 +
R1
R2
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Esquemas de realimentacion
Sistema realimentado tipo II
Diferencial AD
Etapa de potencia
AP=1
R1 R2
v1 v2
RL
C
+
-
Figura: Amplificador con factor de realimentacion distinto en continua que en alterna(la ganancia en continua es la unidad).
La realimentacion en continua es H0 ≈ 1, ya que la impedancia delcondensador es infinita.A frecuencias normales, la impedancia del condensador es practicamentecero, y la ganancia es la misma que antes.
El condensador da lugar a una frecuencia inferior de corte que puedecalcularse con facilidad si suponemos un factor de realimentacion grande.
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Esquemas de realimentacion
Sistema realimentado tipo II (cont.). Analisis
La ganancia total viene dada por:
A = 1 +Z1
Z2=
(R1 + R2)Cp + 1
R2Cp + 1
donde Z1 = R1, Z2 = R2 + 1Cp
.
Diagrama de Bode con los parametros:
f1 =1
2πR2C, f0 =
1
2π(R1 + R2)C, A(∞) = 1 +
R1
R2, A(0) = 1
|A|
f
f0 f1
Figura: Efecto del condensador C en la respuesta en frecuencia.
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Esquemas de realimentacion
Sistema realimentado tipo III
C1
R1
Diferencial Ad
R2
C2
Etapa de potencia Ap=1
RL
Figura: Circuito realimentado. Frecuencia inferior y superior de corte definidas.
La frecuencia inferior de corte y la frecuencia superior de corte vienendadas, con muy buena aproximacion, por las expresiones:
f1 =1
2πR1C1, f2 =
1
2πR2C2
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Amplificador cuasi-simetrico con transistores bipolares
Ejemplo
+ -
VEE
30V
1.5uFC3
2.2kR5
R91
BC548A
Q5
+-
VCC
30V
BD441Q3
2N3055Q8
330kR1
BD442Q4
56k
R6
15kR13
100nF
C1 820pF
C2
+
-
Vg
12kR3
33R17
680R14
10kR15
BC548A
Q6
8RL
1R10
BD442Q7
2N3055Q9
D1N4148D2
680
R7
150k
R16
D1N4148D3
47R18
330kR2
0
0
0
0
0
Entrada
Salida1Vp; 1kHz
17Hz--26kHz14W; 1kHz; 0,7% dist.
Figura: Ejemplo de amplificador de potencia realimentado.
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Amplificador cuasi-simetrico con transistores bipolares
Ejemplo
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz FrequencyV(Salida) / V(Entrada)
100
10
1.0
100m
10m
1.0m0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms
TimeV(Salida)
20V
10V
0V
-10V
-20V
Figura: (a) Respuesta en frecuencia y (b) salida sobre 8 Ω.
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Amplificador cuasi-simetrico con transistores bipolares
cont.
El condensador C2 (820 pF) se conecta en el amplificador para disminuir laganancia a frecuencias altas.
Esta ganancia pudiera dar lugar a inestabilidades.
Por otra parte, el espectro de audio no llega mucho mas alla de 20 kHz,por lo que es recomendable la utilizacion de C2.
Para analizar el efecto producido por este condensador nos referiremos alcircuito de alterna:
+
-
C
R1
R2Q
v1
v2
vb
Figura: Utilizacion de realimentacion negativa para disminuir la ganancia afrecuencias altas.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Amplificador cuasi-simetrico con transistores bipolares
cont.
Se cumple:vb − v1
R1+ Cp(vb − v2) + ib = 0
Por otra parte:
(vb − v2)Cp = βib +v2
R2, vb = ibβrd
Eliminando ib y vb, se obtiene, para β 1:
A(p) ≡ v2
v1= A0
1− pωS
1 + pωB
,
con ωS = 1rdC
, y ωB = R1+βrdβ[R1R2+rd (R1+R2)]C
Para p = 0: A0 = − βR2βrd+R1
La frecuencia superior de corte es f2 = βrd+R12πβC [R1R2+rd (R1+R2)]
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Amplificador cuasi-simetrico con transistores bipolares
cont.
La respuesta en frecuencia es:
|A|
f f2
Figura: Respuesta en frecuencia (Bode) del amplificador.
El condensador C3 del esquema se calcula teniendo en cuenta lasexpresiones anteriores para una frecuencia de 10 Hz.
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Amplificador para cascos con BJTs y operacional
Esquema y funcionamiento
Amplificador de poca potencia y buena calidad para cascos.
Los transistores con el colector y la base unidos se usan como diodos paradisminuir la distorsion de cruce.El condensador C1 mantiene constante la tension de polarizacion entre lasbases ante variaciones rapidas de la corriente.
La resistencia R3 esta en serie con la salida para limitar la potencia en loscascos y para evitar problemas ante un accidental cortocircuito.
BD185Q2
+ -
V1
BD186Q3
+-
V2
BD185Q5
BD186Q4
+3
-2
V+8
V-4
1TL082
U1A
22uF
C1
10k
R5
10k
R4
R822k
1uF
C3
560
R7C2
100uF
RL
32
+
-
V3
12k
R6
2.2R2
R12.2
22
R3
C5
265p
0
0
0
0 0
EntradaSalida
d=0,024%; 1W; 1kHzAmplificador para cascos.
0,6Vp; 1kHz
Figura: Amplificador para cascos.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Amplificador para cascos con BJTs y operacional
Funcionamiento (cont.)
La alimentacion maxima es de 18 V cada fuente.La potencia maxima de salida en corto es de unos 6 W, de manera que R3
tiene que estar preparada para consumir esta potencia sin quemarse encaso de un cortocircuito en la salida del amplificador.
La potencia maxima en los cascos, suponiendo que su impedancia sea de32 Ω, es de 1,5 W.
El condensador C2 y la resistencia R7 originan una frecuencia inferior decorte de 2,8 Hz
El condensador C3 y R8 dan lugar a una frecuencia inferior de corte de 7Hz.Para obtener esta frecuencia se aplica la formula siguiente (ver libro [1],cap.8):
f =
√0, 5 · [f 2
1 + f 22 +
√f 41 + f 4
2 + 6f 21 f 2
2 ]
Ası, la frecuencia inferior de corte total es de 7,93 Hz.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Amplificador para cascos con BJTs y operacional
Funcionamiento (cont.)
La resistencia R6 y C5 limitan la frecuencia superior de corte a 603 kHz.
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms TimeV(Salida)
8.0V
4.0V
0V
-4.0V
-8.0V1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz 100MHz
FrequencyV(Salida) / V(Entrada)
100
10
1.0
100m
10m
1.0m
Figura: (a) Salida y (b) respuesta en frecuencia del amplificador para cascos.
La distorsion armonica total es de solo 0,024 % a 1 W y 1 kHz.
La impedancia de entrada es de 22 kΩ; puede cambiarse, si se considerademasiado pequena.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Esquema basico: analisis y diseno
Diseno con una unica fuente
En muchas ocasiones interesa disenar amplificadores que utilicensolamente una fuente de alimentacion.Tareas: (i) cambiar el origen de potenciales del esquema realizado con dosfuentes sumando VCC voltios en todos los nudos, (ii) anadir las resistenciasde polarizacion necesarias y (iii) los condensadores que hagan falta parabloquear la tension continua.
2Vcc
0
0 000
-
+
RL
C2
R
R
C1
-
+
Q1
Q2
- + + -VccVcc
Figura: Circuito basico de una etapa de potencia con dos BJT complementariosen contrafase y una sola fuente de alimentacion.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Esquema basico: analisis y diseno
Analisis
La tension de salida contiene ahora una componente continua de VCC
voltios (la mitad de la fuente unica de alimentacion).
Esta componente continua debe ser eliminada para que no pase por lacarga (altavoz) mediante un condensador de gran capacidad.
Para un altavoz de 8 Ω y una frecuencia de corte de 20 Hz, se obtiene:
C2 =1
2π · 20 · 8 = 994 µF
Por otra parte, deben conectarse las dos resistencias R para conseguir VCC
voltios en la entrada.Esta tension continua en la entrada tambien se debe bloquear mediante elcondensador C1.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Ejemplo
Ejemplo
Realizacion con MOSFET.
Realimentacion con amplificador diferencial.
1kHzd=0,17% a 14W, 64kHz22Hz-
1Vp; 1kHz
A=18
Amplificador de 20W.
Salida
Entrada
0
0
0
0
0
Vcc50V
-
+
R10100k
V4
-
+
Q2MPSA06
C16.8u
R93.3k
R332k
R210k
C2
330n
C5
1.2mF
R8
56k
3.3kR4
R122k
8RL
R12100k
R61.3k
R7
100
C4 1n
Q3MPSA56 MPSA56
Q4
BC547A
Q1
M2IRF9532
IRF520M1
Figura: Amplificador de 20 W con una sola fuente de alimentacion y MOSFET.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Ejemplo
Ejemplo
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz FrequencyV(Salida) / V(Entrada)
100
10
1.0
100m
10m1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz
FrequencyV(Entrada) / I(C2)
1.0M
100K
10K
1.0K
Figura: (a) Respuesta en frecuencia y (b) impedancia de entrada.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Esquema basico y funcionamiento
Esquema y funcionamiento
Para conseguir potencias mayores se puede utilizar un amplificador enpuente (lo probaremos en el laboratorio).
Esta estructura esta formada por dos etapas de potencia iguales excitadaspor sendas senales en oposicion de fase, con la carga conectada entre lasdos salidas.
RL
R
R
Pot. Pot.
v1
v1
-v1
v1 -v1
Figura: Amplificador en puente.
Con una unica etapa la tension de salida es v1.
Con las dos etapas en puente la salida es el doble (v1 – (–v1) = 2· v1).
Al ser la potencia proporcional al cuadrado de la tension, la potencia delamplificador en puente es cuatro veces mayor que la de una de las etapas.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Ejemplos
Ejemplo 1
Para un amplificador alimentado con 12 V, por ejemplo, la potenciamaxima sobre 4 Ω es de 4,5 W.
Con un amplificador en puente se tendrıa una potencia maxima de 18 W.
Ejemplo 2
-2
+1
4V+
5
V-
3OPA544/BB
U1
47k
R2
47k
R7
R3
680k
R6
680k+-
30V
V3
+ -
30V
V1
+-
V2
30V+ -
V4
30V
R1
8
- 2
+ 1
4V+
5
V-
3
OPA544/BB
U2
47kR5
C1
180n+
-
V5
R447k
0
00
0 0
0
0
SAL2SAL1
Entrada
P=60W
Ze=47kTHD=0,02%
1Vp; 1kHz
Figura: Amplificador en puente con amplificadores operacionales de potencia.
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Ejemplos
Caracterısticas RF del amplificador en puente
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz Frequency( V(Sal2)- V(Sal1))/ V(Entrada)
100
30
10
3.0
1.01.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz
FrequencyV(Entrada) / I(C1)
1.0M
300K
100K
30K
10K
Figura: (a) Respuesta en frecuencia e (b) impedancia de entrada.
0s 1.0ms 2.0ms 3.0ms 4.0ms 5.0ms 6.0ms TimeV(Sal2)- V(Sal1)
40V
20V
0V
-20V
-40V
Figura: Salida del amplificador en puente.
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Propiedades y utilidad
Propiedades y utilidad
En algunas ocasiones la componente inductiva del altavoz puede ser causade inestabilidades en el funcionamiento de un amplificador de potencia.
Para eliminar la componente inductiva del altavoz y, por consiguiente, lasposibles inestabilidades, se utiliza la llamada red de Zobel.
Dicha red consiste simplemente en una resistencia y un condensadorconectados en serie.Este conjunto se conecta en paralelo con el altavoz:
altavozred de Zobel
LA
RA
R
C
Figura: La red de Zobel elimina la componente inductiva del altavoz.
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Ecuaciones de diseno
Diseno de la red de Zobel
La impedancia del conjunto formado por la red de Zobel y el altavoz es(teneis 5’ para hacerlo, 0.01 puntos):
Z(p) = RA
LARCRA
p2 +(RC + LA
RA
)p + 1
LACp2 + (RA + R) Cp + 1
Se eligen los componentes de la red de Zobel de forma que se cumpla:
LARC
RA= LAC , RC +
LA
RA= (RA + R)C
es decir R = RA y C = LA
R2A
Ası, la impedancia conjunta del altavoz y la red de Zobel se reduce aZ(p) = RA, con lo que eliminamos la parte inductiva del altavoz.
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Ecuaciones de diseno
Diseno de la red de Zobel (cont.)
|IZ|
f
f
|IA|
f0
VReff
VR
eff
A
Figura: Corrientes eficaces en la red de Zobel y en el altavoz, para una tension comundada.
Analizar Z del altavoz y la red de Zobel por separado.
La frecuencia f0 = RA2πLA
= 12πRC
.
Para C = 100 nF y R = 8Ω, se tiene f0 = 198 kHz.
Push-Pull Distorsion Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Referencias
“Fundamentos de Electronica Analogica”Jose Espı Lopez, Gustavo Camps-Valls, y Jordi Munoz-MarıSPUV - Universidad de Valencia. 1a edicion, 2006. TEMA 8
“Electronica Analogica. Problemas y Cuestiones”Jose Espı Lopez, Gustavo Camps-Valls, y Jordi Munoz-MarıPrentice Hall, Serie Prentice/Practica. 1a edicion, 2006. TEMA 6
“Circuitos Microelectronicos. Analisis y Diseno”Muhammad H. Rashid. Ed. Thomson. 1a edicion, 2002. TEMA 14
Diseno: http://www.transim.com/champion/design tools.html
Amplificadores de audio en clase D: http://www.class-d-amplifier.nl
Enlaces de audio: http://www.aussieamplifiers.com/
¿Y ahora que?
Los proximos dıas haremos ejercicios en clase de los boletines.
Teneis una serie de proyectos propuestos/tutelados (0.05 - 0.1 puntos).