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南京航空航天大学

博士学位论文

开关电源中磁集成技术的应用研究

姓名：陈乾宏

申请学位级别：博士

专业：电力电子与电力传动

指导教师：严仰光

2001.9.1

南京航空航天大学博士学位论文

r磁集成技电源动态性能

越受到人们的

摘要

术有利于磁件体积重量的减小、磁件损耗的降低、电流纹波的减小以及

因而正越来

的应用进行

分析和研究，一方面利用磁集成技术提高变换器的性能，另一方面对常用的磁件集成

方式进行归纳、总结。，

文中首先介绍磁集成技术的概念及其作用。旧顾磁集成技术的发展历史，对磁件的分析方法、目前磁集成技术主要应用研究内容以及磁集成技术应用中的具体问题等

(如耦合电感的应用方法、磁件的变换方法以及磁件选择的注意要点等)进行归纳、

总结，指出磁集成技术应用的关键是结合具体电路进行集成磁件的选择。厂、一接着总结在变换器中应用磁集成技术的一般过程，并针对磁集成技术应用研究中

通常要面临的磁集成变换器的推导、磁件等效电路的建立这两个问题进行研究，提出

利用解耦集成来推导磁集成变换器，建立了磁件等效电路的通用模型。粳磁集成技术

研究中的相应工作得到简化，所提出的方法也在论文中磁集成技术的具体研究中得以

_应月j夕r然后分别结合四种具体变换器，研究磁集成技术的应用。

结合正反激有源钳位变换器讨论有直流偏磁的变压器和电感的集成。通过分析、

对比，、完成磁件选择，研究结果表明磁集成技术可以减小正反激变换器的磁件体积和

铁芯损耗。

结合正激有源钳位变换器讨论绕组电压成比例的变压器和电感的集成，并提出一

种新型正激有源钳位磁集成变换器，与采用分立磁件的正激变换器和传统集成磁件的

正激变换器相比，新型磁集成变换器不仅在磁件体积和铁芯损耗的减少上有优势，还

可明显减小电感电流脉动。

结合改进型倍流整流零电压全桥变换器，实现两个绕组电压相位交错的滤波电感

的集成。主要讨论不同集成方式的集成电感对电流脉动的影响，综合考虑集成电感的

差异及变换器的要求，选择解耦集成的反向耦合集成电感。对比研究结果表明反向耦

合的集成电感更有利于磁心体积和铁损的减小。

结合多路输出电源，分析耦合电感对电源性能的影响，并在分析耦合电感各参数

对电流脉动影响的基础上提出：通过改变耦合电感的绕制方法来调整输出电流脉动和

输出电压纹波。理论分析和实验结果证明该方法是有效的。厂7

最后对磁集成技术的作用、磁集成应用中常用的方法和注意要点、常用的磁件集

摘要

成方式等进行归纳、总结，为进一步开展磁集成技术的研究和应用打下基础。

关键词：磁集成技未√集成磁私正反激銮筮立／正激变换器，有源箝位电路倍流整流电路，零电压开关，全桥变换器，多路输出电源，耦合电感。

Il


Abstract

Recently，the Magnetics—Integration(MI)techniques have attracted more and more

attentions，for the Integrated Magnetics OM)call help to reduce the COre loss，core size，or

ripple current compared witll the Discrete Magnetics fDM)．The purpose ofthis dissertation

is to generalize the MI rules and to improve the power converters by the application ofthe

IM髂well．

Firstly，this dissertation introduces the concept of MI techniques，reviews the

developing history of MI techniques，generalizes the method to analyze the magnetics and

the IM applications in different occations，points out that the appropriate choice ofthe IM is

critical in the IM applications．

Secondly，the general process of the IM application is presented in the thesis．The

simple methods to derive IM converters and the general equivalent electrical circuit of the

magnetics are proposed，which simplisize some part ofthe work in the IM applications，andhave been applied in the following research in this thesis．

Thirdly，the research on the IM applications is performed in 4 types of different

converters．

MI technique is applied in Flyback-Forward converter witll Active Clamp circuit

(FFAC converter)to integrate the transformer with DC flux biaS and the output inductor．

BaSed on the detailed analysis and comparision of different IMs，the appropriate IM is

chosen．Analysis and experimental results indicate that the IM-FFAC COnverter is super to

DM．FFAC converter in core size and COre lOSS reduction．

MI technique iS applied in Forward converter with Active Clamp circuit(FAC

converter)to integrate the transfortncr and the output inductor whose winding-voltage are in

proportion．A novel IM-FAC converter is proposed，which has advantages not only in the

core loss and core size reduction，but also in the ouput ripple current reduction，compared

witll the DM-FAC converter and the previous IM—FAC converter．

MI technique is applied in the improved Current-Doubler-Rectifier Zero--Voltage—

Switching Ftlll-Bridge converter(CDR ZVS FB convener)to integrate the two ouput

inductors whose winding-voltage arc not in phaSe．Considering the requirement ofthe CDR

ZVS FB converter and the difference of the integrated-inductors，the decoupled reversed

integrated-inductor is chosen，which is proved better in core size and core loss reduction by

the research results．

111e effects of the eouplcd inductor in multi·output converters on output dynamics．

output ripple current and CROSS regulation have been analyzed in detail．According to the

analysis，the novel methods to regulate the output ripple current or ripple voltage in the

multi-output converters iS presented in this thesis．11陀analysis and the experimental results

III

摘要

verify the effectiveness ofthe methods presented．

Finally，the usage of the MI techniques，the commonly used methods in the IM

applications and the usual MI rules are generalized．which will help to the further research

and application ofthe MI techniques．

KEY WORDS： Magnetics Integration,Integrated Ma鲫cs，Forward Converter，

Flyback—Forward Converter，Current Doubler Rectifier,Active-Clamp，

Zero·Voltage—Switching，Full—Bridge Converter，Coupled Inductor，

Multi—output Converter．


第一章绪论

摘要：磁集成技术的应用研究是电力电子学领域内的一个重要研究方向．本章系统地介绍目前国

内外磁集成技术的研究状况，总结在多种场合应用磁集成技术的方法，同时介绍本文的研究意义

和研究内容．

1．1磁集成技术发展概况

1．1．1磁集成技术简介

信息产业的迅猛发展，不仅为电源行业提供了巨大的市场和快速发展的动力，同

时也对电源装置的体积、重量、效率、输出动态性能以及系统的可靠性等提出越来越

高的要求【lJ。为了适应电源发展的需要，研发人员进行多种技术的研究和应用，例如：

同步整流技术——降低整流器的损耗【2】，软开关技术——减少器件的开关损耗131，封

装技术——减小元器件的尺寸、改善散热、提高可靠性111，等等，其中，磁性器件的

相关技术的研究越来越受到人们的关注【4】。

磁性器件(简称磁件)，如变压器、电感，是开关电源的重要组成部分，它是完成能量

储存与转换、滤波和电气隔离的主要器件，主要从以下几个方面影响变换器的整体性能：

①磁件是影响变换器体积、重量的主要因素【5，6】：根据统计，磁件的重量一般是

变换器总重的30-40％，体积占总体积的20--30％，对于高频工作、模块化设计的电

源，磁件体积、重量所占的比例还要高于上面给出的数据；

②磁件参数的选取(指输出滤波电感的大小)直接影响电源的输出电流脉动和

输出动态性能¨’；

③磁件的损耗影响变换器的效率14】；

④磁件的寄生参数对开关管的电压、电流应力有很大的影响【8·91。

为了减小磁件的体积、重量，改善滤波性能，人们通常采用提高频率的办法，但

高频化的方法仍有～定局限性：一方面，频率的提高会受到整机效率的限制【IJ；另一

方面，为了减小磁芯损耗，磁芯高频工作时一般要降额使用，磁芯的利用率不高，限

制了磁件体积的减小【10’“I。为进一步减小磁件的体积、损耗。同时保证变换器的性能

良好，研发人员对变换器中的磁件作了大量的研究工作，其中磁集成技术的应用就是

一个很好的例子。磁集成技术是将变换器中的两个或多个分立磁件(Diserete Magnetics，

DM)，如电感、变压器等，绕制在一副磁芯上，从结构上集中在一起。DM集中后的

磁件被称为集成磁件(Integrated Magnetics，IM)。为方便起见，将采用DM的变换器或


电路简称为DM变换器或DM电路，相应有IM变换器和IM电路的定义。

采用磁集成技术能够减小磁件的体积、重量，有时还能减小电流纹波、降低磁件

损耗、改善电源动态性能，对提高电源的性能及功率密度有重要意义[6,7,12】。

1．1．2历史回顾

由于磁件在电源装置中的重要作用，对磁技术的研究一直伴随着功率变换技术的

发展，其中对磁集成技术的研究可以追溯到70多年前。

最早的IM是用于滤波电路中的耦合电感。1928年G．B．Crouse提出采用IM滤波

电路的专利申请【l31，电路如图l(b)所示，它采用耦合电感厶来取代图1(a)中的三l和

厶(注：图1(a)中的厶与G支路为脉动电流提供低阻抗通路，以减小三2中的电流脉

动)。发明者采用耦合电感的目的是为了减少电感数量和电感体积，而非为改善滤波。

随着对耦合电感研究的深入，才逐渐认识到耦合电感能减小电流脉动【141。

(a)采用DM的滤波电路 (b)采用IM的滤波电路

图1-1 1928年G．B．Cmuse提出的滤波电路

自G．B．Crouse提出IM应用电路后的40年间，磁集成技术的研究一直局限在电

感与电感的集成。直到1971年，J．Ceilo和H．Hoffman申请了采用IM推挽变换器的

专利【15’l“，将变压器和电感集成在一起，并称其为“combined transformer and inductor

device”，IM的概念才初步显现，磁集成技术也进入了多种磁件集成的时代。

从20世纪的70年代末到80年代中期，磁集成技术得到了相当的发展，其中以

Slobodan．Cuk及Gordon Bloom等人的贡献较为突出。在70年代末，Slobodan．Cuk

将磁集成技术成功地应用在Cuk变换器【"-20l，引起人们对磁集成技术的关注。Slobo．

dan．Cuk不仅实现了Cuk变换器中所有磁件的集成，而且发现，通过合理设计磁件还

能同时减小输入、输出电流脉动，甚至实现零纹波。另外，Cuk在其专利文献[19】中

还提到耦合电感可以改变不隔离型Cllk变换器的输入输出关系。耦合电感的这一特

点后来被用于其他多种非隔离型变换器中170”。80年代后，Gordon Bloom较系统的

总结和介绍磁集成技术的意义、发展及分析方法【10,22-24]。其中，细致地分析了耦合电

感减小电流脉动的机理，明确指出用磁集成技术抑制电流纹波可应用于多种变换器。


此外，给出由DM正激变换器导出其IM变换器的详细过程，并将源转移(source shifting)

等效变换方法应用在IM的变换中，导出了IM正激变换器和隔离的IM-Boost变换器

的多种方案，使四种基本的隔离型DM变换器都有了与之对应的IM变换器。

20世纪80年代中，磁集成技术的优点虽然得到认可，但除了被用于多路输出电

源外，在其他电源产品上的应用非常有限，主要有以下几个原因限制其应用[41：

①设计比较复杂：与DM相比，IM的设计是多磁路设计，难度略大；

②IM的绕组结构比较复杂，制作相对困难。用传统的绕制方法，不仅会降低生

产效率，而且不易保证磁件寄生参数的一致性，降低了IM的实用价值。

20世纪90年代以后，随着扁平磁件应用的推广，磁件生产自动化程度的提高，

IM的应用变得相对容易：同时，电源的不断发展也对其体积、输出动态性能、效率

等提出了较高的要求，尤其是微处理器的飞速发展对新一代高功率密度电源提出了更

大的挑战，这些都促进了磁集成技术的研究与应用。1997年Wei Chen将倍流整流电

路(Current Doubler Rectifier,CDR)的两个滤波电感和变压器进行集成瞄J，使IM在大

电流输出的场合具有了很好的应用价值。这一研究使磁集成技术成为新的研究热点。

这段时期内，磁集成的研究内容从具体电路中的应用拓宽到IM的新的分析方法、仿

真模型的研究[26-31】。磁集成技术被应用在多种场合，如电压调整模块(Voltage

Regulation Module，VRM)[7，32‘351、功率因数校正校正变换器[36-391、谐振变换器【40，41】

等，以减小磁件体积、电流纹波和铁心损耗。

与国外相比，国内对磁集成技术的认识和研究都十分有限。国内对磁集成技术的

介绍从20世纪90年代才开始。最早在1990年版的《开关稳压电源》中介绍Cuk变

换器时【42】，简要提到了磁集成技术的作用：①可减小Cuk变换器的体积重量：②通

过恰当的参数设计，能实现cuk变换器输入、输出纹波电流减小甚至到零。之后，

清华的蔡宣三教授对IM的概念和分析方法以及IM．Cuk变换器的基本原理作了详细

的介绍16】。国内对磁集成技术研究的开展非常有限，据了解，目前国内仅有福州大学

磁学研究所、台达上海电力电子研发中心以及南京航空航天大学航空电源重点实验室

正在从事相关的研究，国内关于磁集成技术的研究报道很少。

1．1．3磁集成技术研究内容简介

磁集成技术的研究内容可分为两大类：

①磁件的分析方法。磁件分析方法为研究磁件对电路性能的影响提供分析工具。

②具体应用。主要解决如何在具体应用场合发挥磁集成技术的作用。


1．2磁件分析方法

磁件分析所采用的基本原理是磁路的基本定律及电磁感应定律。为了分析磁件对

电路的影响，一般需要建立磁件的等效电路，本节主要介绍现有的两种建立磁件等效

电路的方法。另外，磁件分析中常常要对磁件做等效变换，文中将介绍源转移磁件等

效变换法。

1．2．1磁件电路模型的建立方法

1．磁路．电路对偶变换法[6,22-24l

磁路一电路对偶变换法是根据磁件的磁路模型，通过对偶变换等方法导出磁件的

电路模型‘6,241。由于对偶变换对建立磁件的电路模型起到关键的作用，称该建模方法

为磁路．电路对偶变换法。

建立磁件等效电路的过程大致分为四步：

第一步：根据磁路欧姆定律，得到磁件的等效磁路；

第二步：在等效磁路基础上，运用对偶原理，得到等效磁路的对偶图；

磁路对偶变换的方法与电路对偶变换的方法基本相同[431，即将磁动势Ⅳf变为磁

通，磁通函变为磁动势，磁阻冠变为磁导，串联与并联互换。对偶变换的目的是将

磁动势包含的i与电路的电流i、磁通西与电路中的电压v(，FⅣ妒)建立联系。

第三步：对上一步得到的对偶图进行尺度变换，得到电流、磁链的关系图，以便

于应用法拉第电磁感应定律得到等效电路；

第四步：根据法拉第电磁感应定律及变压器的阻抗变换原理，得到等效电路。

以图1-2(a)所示的磁件为例，简要说明整个推导过程。图1-2(a)中Ⅳl、飓、Ⅳ3、

il、i2、／3、分别为ab、cd．ef绕组的匝数及电流，国、兜、赔分别为三个磁柱的磁阻，

毋l、庐2、毋3为三个磁柱的磁通。与前面的叙述相对应，将磁件的推导过程分为4步：

①不考虑漏磁，根据图1-2(a)所示的参考方向，由磁路欧姆定律得到磁件的等

效磁路模型，如图1-2(b)所示：

②根据对偶变换的原则由图1-2(b)所示的等效磁路可推得其对偶图，即图

1-2(c)；

⑧不妨以曲绕组为参考对图1-2(c)进行尺度变换，得到电流、磁链的关系图，

如图1．2(d)所示；

④根据图(d)所示的电流、磁链关系，结合电感与磁阻的关系式、法拉第电磁感

应定律、理想变压器的电压电流关系，可变换得到磁件的等效电路模型，如图(e)所示。4


等效电路中用“．，’表示各绕组的同名端。

在推导磁件等效电路的过程中，第二步和第四步变换的完成略显繁琐。

根据磁件的等效电路图可知当cd、e，绕组开路，ab端的等效电感Lab为：

k=等／，(簧+等]-矸·陆，，陆1+击]] 小·，

(a)Z绕组磁件示意图 (b)磁件等效磁路 (c)等效磁路的对偶图

(d)尺度变换后得到的磁链、电流关系图 (e)磁件等效电路

图1-2用磁路一电路对偶变换法建立磁件等效电路的过程

将图l-2中(a)与(b)作比较，可以看出：等效磁路拓扑结构与磁芯结构非常相似。

与一般电路相同，磁件的等效电路可以用于仿真研究m】。

用磁路．电路对偶变换法得到的磁件等效电路用电感和理想变压器来表征，与常

用的电路描述方法相同，便于将IM电路与DM电路进行比较。虽然这种建立磁件等

效电路的方法被广泛采用，但仍有一定局限性：

①不适于分析磁芯结构复杂的磁件的等效电路【26l：

②所建立的磁件等效电路不能直接反映磁件的电路参数与磁路参数的特性

【26，2引。

为此人们提出另一种建立磁件等效电路的方法：磁导一电容类比建模法。

琶琶


2．磁导．电容类比建模法12∞1I

磁导．电容类比建模法是根据Buntenbach提出的磁路参数与电路参数的类比关系

(如表1—1所示)，直接由磁件建立回转器和电容表征的磁件等效电路模型[261。根据

建模方法所用类比关系的特点，将其称为磁导．电容类比建模法。

表l-1 Buntenbach提出的磁路与电路基本参数的类比关系

磁路参数电路参数

名称符号／单位名称符号，单位

类磁动势(mmf) F=Ni(A) 电压(Voltage) v(V)

磁通变化率正lux rate) 西(Wbl 电流(Current) i(A)比

磁导(Permeance) A (H) 电容(Conductancel C(F)

量痧=p西(㈣电荷(Charge)

q=Jf·art(c)磁通(Flux)

磁导率(Permeability) F(础协) 电导率(Conductivity) 口(S／m)

(a)二端口元件一绕组 (b)绕组的回转器-电容模型 (c)绕组的电路仿真模型

图1-3绕组的回转器．电容模型和相应的仿真模型

根据表l-1所示的类比关系，绕组可以被看作连接磁路与电路的二端口元件，如

图1-3(a)所示。由法拉第电磁感应定律及磁动势的定义，可知对于N匝绕组有式(1-2)

成立：

∽q=F。ⅣoJ．1圈 m2，

既然庐和F分别类比于电路中的电流和电压，式(1-2)给出的函数关系与电路中的

二端口元件一回转器的特性相一致，因此引入回转器作为绕组的等效电路模型，如图

1．3(b)所示。显然绕组匝数N相当于回转电阻，相应成为有量纲参数，单位为Q。

用回转器模型表示磁件绕组，电容模型表示磁导，就能得到磁件的等效电路模型。


显然等效电路能同时直接反映磁件的电路和磁路特性，包括绕组的电压、电流和磁芯

的磁通。由于等效电路模型用回转器和电容来表征，所以称其为回转器一电容模型【26】。

以图1-4(a)所示的三绕组磁件为例说明磁导．电容类比建模法的具体应用方法。如

图1-4(a)所示，令磁件的磁通毋l、西2、妒3所经磁路的磁导分别为A卜A2、A 3，用

回转器代替磁件绕组，电容替代磁导，就能得到磁件等效电路模型，见图l-4㈣。显

然，推导磁件的回转器一电容模型比较容易。

(a)三绕组磁件示意图 (b)磁件的回转器一电容模型

图1．4用磁导．电容类比建模法推导磁件等效电路

根据回转器的阻抗变换特点，可得耐、∥绕组开路时，动端的等效电感厶6：

￡。=N。2·[Al／，(A2+A，)】 (1．3)

上式与由磁路-电路对偶变换法得出的上曲表达式(1．1)相同，可见两种建模方法所

得的结论相同。

用电流控制电压源代替回转器，如图1-3(c)所示，可进行电路仿真。利用回转器

一电容模型来仿真，可以方便地加入磁芯的非线性特性如磁饱和特性等[29,301，使仿真

结果更加准确。

3．两种建模方法的对比

对比两种建模方法可看出：

①磁路一电路对偶变换法通过对磁路对偶变换得到磁链与电流的关系，建立等

效电路：磁导一电容类比建模法通过引入回转器作为绕组的等效模型，直接建立磁件

的等效电路；用磁导一电容类比建模法推导磁件的等效电路相对简便、直接；

②结合磁件的等效磁路和磁路一电路对偶变换法推得的磁件等效电路可分析磁

件的电路与磁路特性，适于理论分析：

③用磁导一电容类比建模法得到的回转器、电容表征的等效电路(即回转器一

电容模型)能同时完整的反映磁件的电路与磁路特性，适合磁件的精确仿真研究。

7


1．2．2源转移(source shifting)等效变换法

(a)三绕组磁件等效磁路 (b)源转移等效变换后的磁路 (c)等效变换后的磁件

图1-5用源转移法等效变换三绕组磁件

源转移等效变换是磁件变换常用的方法，其基本原理实际是磁路的等效变换【231。

仍以图1—2所示的三绕组磁件为例进行说明，根据其等效磁路(如图1．5(a))有：

Ⅳl·‘一吼l·41=吼2·办一N2·i2=吼3·43一N3·i3 (1—4)

将中间支路的激励源Ⅳ2·f2去掉，则上式等效变换为式(1-5)，与图1-5Co)所示的

磁路相对应。

Nl‘il一锨l·办+N2·i2=吼2·疵=孵3·死一N3·i3+N2·i2 (1-5)

由图l一5(b)，得到新的等效变换后的磁件，见图(c)。变换后的磁件将原来绕在中

柱上的耐绕组拆为两个串联绕组，分别绕在两个侧柱上，两个绕组匝数都与原来的

相同，绕组在各个磁柱产生的磁通方向不变。在源转移等效变换中，绕组与磁通的匝

链关系不变：耐绕组原来与毋2匝链，变换后与(41-43)N链，而庐2与(旃一九)相等。

根据例子，可总结出用源转移法变换磁件的具体做法：将绕组拆分串联移到其它

各个磁柱上，各绕组匝数与原来的相同，并且保证绕组在各个磁柱产生的磁通方向不

变，得到的磁件与原来磁件等效。

源转移变换法已被用于IM正激变换器【23】和IM．CDR电路的研究中【451。

1．2．3磁集成对磁件的影响

根据电磁感应定律及磁路的基本定律，可分析磁集成对磁件的影响：

①磁集成前后绕组匝链的交变磁通一般不变。根据法拉第电磁感应定律可知：

绕组匝链的交变磁通由绕组匝数和绕组两端电压决定，与磁芯无关。因此，绕组匝数

不变、端电压不变时，磁集成前后绕组匝链的交变磁通不变；

②磁集成前后绕组的电流脉动可能会变化。根据磁路欧姆定律可知，对于DM，


绕组匝链的交变磁通完全由对应绕组的电流脉动决定：对于Ⅱ“，由于磁通相互耦合，

绕组匝链的交变磁通由磁件中所有绕组的电流脉动共同决定。虽然磁集成不会改变绕

组匝链的交变磁通，但改变了交变磁通与绕组电流脉动的关系，所以会改变绕组的电

流脉动。进行磁集成的应用时必须考虑磁集成对绕组电流脉动的影响。

1．3不改变磁芯结构的磁件集成

实现多个磁件集成，一般要求磁芯具有多条磁支路，这样才能将多个交变磁通不

一定相同的分立的磁件集成起来。根据获得多条磁路的方法，可将磁集成技术的应用

分为两大类：①改变磁芯结构，人为得到多个磁支路，实现磁件集成；②不改变原有

磁芯结构，充分利用某些磁芯多磁路的特性(如EI、EE型磁芯)进行集成。

目前，大部分磁集成的应用属于第二类，本节将详细分析、介绍该类磁集成技术

的应用研究内容。文中先按照磁集成对象的不同介绍两种主要的磁件集成应用：电感

+电感、电感+变压器；另外介绍磁集成中较特殊的～类集成方法一解耦集成。

1．3．1电感与电感集成

电感与电感集成就是通常讲的耦合电感。根据电感绕组电压之间的关系可分为绕

组电压成比例和绕组电压相位交错两种。

1．绕组电压成比例110'14,17-20,24，36。39I

绕组电压成比例的耦合电感主要用于减小电流脉动。

·减小电流脉动的原理和零纹波条件

先用互感表征的耦合电感模型简要说明耦合电感减小

电流脉动的原因。如图1．6所示，￡I、工2为耦合电感两个

绕组的自感，互感为M，绕组两端的电压分别为“I、地，图1-6耦合电感模型

“★”表示绕组同名端，根据耦合电感的特性有：

显然，由于互感的分压作用，可减小加在自感上的电压，从而能减小电流纹波。

需要说明，互感的引入并不总能减小自感上的电压，只有按照图1-6来设置同名端，

保证电感与电感正向耦合，才能减小电流纹波。

将式(1—6)看作图1-6所示二端口网络的z参数方程，相应可变换得到其Y参数方程：

9

㈣亟出鱼办抄扣

吐

吗


褂地一撇：] m，，

Az=Ll·L2一M2 (1．8)

其中，凸Z为式(1．6)的Z矩阵的行列式。

根据式(1．7)可得iI实现零纹波的条件为：

L2‘Ul=M‘Ⅳ2 (1-9)

由上式可知，要实现零纹波需要：①绕组电压成比例；②互感要满足一定关系。

令u2=kul，要实现fl零纹波，要求互感满足：

M=-L2／k (1-10)

如果k=l，要实现il零纹波，M应与三2相等。

·应用方法

对于电感绕组电压存在比例关系的电路拓扑，如Cuk变换器、电压型多路输出

电源f14,17-20]，可直接将分立电感集成，来减小电流脉动。但在一般的变换器中，如何

利用耦合电感的特性来抑制电流纹波昵?

总结前人的研究工作，可得到在一般变换

器利用耦合电感减小电流脉动的方法：外加电感

和电容，将外加电感与滤波电感集成实现纹波抑

制。图1．7说明如何在Buck变换器应用这种方

法，图中三。为输出滤波电感，厶为外加电感，图l-7耦合电感在Buck变换器的应用

巳为外加电容，””表示绕组的同名端(用阴影标出外加的器件)。稳态时，不考虑电

容电压脉动，C口上电压与输出电压相等，所以加在工。与工。上的电压相等，满足绕组

电压成比例的条件，将两电感集成就可减小输出电流脉动，通过专门设计来满足零纹

波条件还可实现输出零纹波。这种方法已被用于多种变换器【10,24,36-3们，如Jing Wang

等将这种方法应用到断续模式的Boost功率因数校正电路，解决了断续模式时输入电

流脉动大的问题【j，J。

2．电感绕组电压相位交错[7,32书,461

绕组电压相位交错的电感集成主要应用于多路交错并联工作的变换器，如VRM

变换器等。这一类磁集成的应用，关键要选用恰当的集成方式，充分发挥磁集成的作

用，实现磁件体积、电流脉动和铁心损耗的减小。

10


·两种磁集成方式

由于绕组电压相位不同，绕组匝链的交变磁通相位也不相同，所以此类电感集成

要用多磁路的磁芯，不同的集成方式磁通耦合作用也会不同。根据磁通耦合作用的不

同可将磁集成方式分为两种：正向耦合方式和反向耦合方式，当绕组产生的磁通互相

增强，就是正向耦合方式：反之，就是反向耦合方式。用两种集成方式进行常见的双

电感集成，可得到图1．8所示的两种IM。在具体应用中应结合具体电路，对比两种

集成方式的不同。主要比较内容包括：①两种集成方式对磁芯各部分磁通的影响：②

两种集成方式对电路性能主要是绕组电流脉动的影响。

(a)正向耦合方式 (b)反向耦合方式

图1-8不同集成方式的耦合电感

·两种磁集成方式对磁芯磁通的影响

分析磁件对电流脉动的影响一般要结合具体电路，所以本节只结合图1．8分析两

种集成方式对磁芯中磁通的影响。图l-8中，”卜v2、il、f2分别为电感三l、三2的电

j盘、电、流，Ni、Ⅳ2为三卜L2阴绕组也效，

毋。、氐、毋2、qRz、毋。、怒分别为磁件三锚硅兰=====￡二二4==!，个磁柱的磁通和所经磁路的磁阻。。簿组I生[二] ‘，

响根据电磁感应定律可知，两种集成方矍甚蠢E三兰≥≤≤羚，根据电磁感应定律可知，两种集成方 I＼／＼／＼／式磁芯侧柱的交变磁通毋州、毋以相同。晕li宴净冬；多窆佥、℃7△弋岁。

黧潞裟黧蹴器凇萎陡殓7 ，／全¨相位差相同。采用正向耦合方式，中柱的垩自苎窒f＼＼＼

交变磁通九”=九c，一九吐：采用反向耦碓通I＼／＼／＼／合方式，则有毋。。=西。l+妒越。实际应用

。

中，vl、v2间一般相差180。，则两种集成图1-9两种集成方式对交变磁通的影响

方式中柱交变磁通的对比如图1-9所示。由图中可知，采用反向耦合方式，磁芯中柱


(2)不同集成方式对磁芯直流磁通的影响

根据磁件的等效磁路(图1-10)可得到磁芯中的直流磁通表达式，如式

(1一ll卜(1—12)，其中，用下标“如”表示磁通及电流的直流分量。

(a)正向耦合方式 (”反向耦合方式

图1—10两种集成方式耦合电感的等效磁路

对于正向耦合方式有：

痧akl m半％+孥％铲必A‰+半％(1-11)红=华％一孥．fdc2

对于反向耦合方式有≯dcl-m半‰一竿％小一半‰+芈％(1-12)纸=竿‰+孥％

其中， A=01l·012+01l·013+012·孵3 (1-13)

对比式(1-11)、式(1-12)，可知：反向耦合方式磁芯侧柱的直流磁通分量小于正向

耦合方式；正向耦合方式磁芯中柱的直流磁通分量小于反向耦合方式。

(3)总结

总结以上分析，可知：

①采用反向耦合方式有利于减小磁芯侧柱的直流磁通分量；

②采用正向耦合方式有利于减小磁芯中柱的直流磁通分薰。实际电路中，通常

有：Art=N2、固=兜、‰l=t垃。这时，采用正向耦合方式，磁芯中柱的直流磁通分量

为零：

③采用反向耦合方式有利于减小中柱的交流磁通分量，相应会减小铁心损耗。12


1．3．2电感与变压器集成

电感与变压器集成被应用于多种隔离型变换器，以减小变换器中磁件的体积、损

耗；还可用于非隔离型变换器，以调节输入输出关系，优化变换器的性能。

1．3．2．1应用于隔离型变换器

本节对电感与变压器集成的具体应用电路、IM(电感+变压器)中磁通的作用方

式、IM的变换方法以及IM选取应注意的问题进行总结。

1．电感与变压器集成的应用电路

电感与变压器集成被应用于多种隔离型变换器，如图1．11所示，这类IM的应用

电路较多，主要有IM正激变换器f10,23-24]、IM推挽变换器【15．161、多种IM．CDR电路

[25,45,47】以及IM．Boost单级功率因数校ITE路130，31]。

图l一1 1电感+变压器的具体应用电路

2．IM中磁通的作用方式

根据IM中磁通的相互作用，可将现有电感与变压器的集成分为两类：

①直流磁通与交流磁通叠加。如IM正激变换器、IM推挽变换器及IM．Boost单

级功率因数校正电路等。这主要适用于高频场合。受到磁芯损耗限制，高频时磁芯的

交变磁密取的较小，降低了磁芯利用率。通过磁件集成，将电感绕组产生的直流磁通

耦合到变压器的绕组中，提高磁芯利用率，能够有效的减小磁件的体积。

②交流磁通在公共磁柱互相削减。如改进的IM．CDR电路等【451，降低了磁芯中

柱的交变磁密，相应能减小磁芯损耗。

3．IM的变换方法

在电感与变压器集成的应用中，经常要变换得到多种IM，IM的变换方法主要有

3种：

①用源转移等效变换方法拆分绕组：

②根据具体电路进行绕组合并：


③改变IM的绕组连接方式，实际上是改变绕组同名端，从而改变磁通的耦合方式。

以CDR电路为例说明如何进行IM的变换。

图l-12给出DM—CDR电路(a)和三种IM-CDR电路(b--d)。图(b)为C．Peng最早提

出的IM—CDR电路m】，图(c)为WdChen提出的IM．CDR电路口5】，图(d)为改进型IM．CDR

电路【45J。下面用图1—13说明如何运用Ⅱ订的变换方法由图1．12中㈣所示的IM变换得

到(c)和(d)所示的Dd，图1．13中的(a)、(c)、(e)对应于图1．12中的Co)、(c)、(d)。

(a)DM-CDR电路 Co)c．Peng提出的IM-CDR电路

的IM

(c)合并(b)中【M的绕组得到w萌Chen提出的IM (d)拆分(c)中IM的绕组得到的IM

14


(e)改变(d)中IM的绕组连接方式得到改进型IM

图1-13 CDR电路中IM的变换过程

用源转移等效变换方法，将图1-13(a)所示磁件的副边绕组匝数不变、一拆为二，

得到图1一13(b)。令吨、Q、纯分别为磁芯三个磁柱的磁阻，可画出图图1．13㈣在一个

工作周期的等效磁路：当a、b两点间电压为正，输出电压加在C、d两端，c正d负，

毋l增加，咖2减小，等效磁路为图1-14(a)；当a、b两点间电压为负，输出电压加在e、

d两端，e正d负，西2增加、西l减小，等效磁路为图1．14(b)。由等效磁路可知，当a、

b两点间电压为正，在毋2对应的磁路，电感与变压器副边产生的磁动势完全抵消；当口、

b两点间电压为负，在咖l对应的磁路，磁动势抵消为零。根据磁路分析结果，将图1—13fb)

中n“的变压器副边绕组与电感绕组合并，得到图1-13(e)，即WdChen提出的IMt251。

图1-13(c)与图1-13(a)相比，省去了变压器副边绕组，减少了IM的连接端子，对减小

磁件铜损和体积非常有利。但是，图1-13(c)qb绕组分别位于三个磁柱，必然存在较大

的漏感，会降低变换器性能。为克服这个问题，可用源转移变换方法，将原边口6绕组

一拆为二，移到侧柱，如图1-13(d)所示。(d)图中，ⅡvI的绕组被分成两部分，分别绕在

磁芯两个侧柱。改变(d)图中一个磁柱上绕组的连接方式(实际是改变绕组同名端)就

得到了改进的IM·CDR电路【45】，如图1-13(e)所示。改变绕组连接方式时，同一磁柱上

的各绕组要同时变化，使同一磁柱上各绕组间的同名端相对不变。图1-13(e)与图1-13(c)

相比，能减小磁芯中柱的交变磁通，对减小原边电流脉动也有好处【451。

N31

iv,I

(a)％矿O(b)vab<O，

图卜14图1-13(b)所示磁件的等效磁路

4．IM的选取

IM的选取应根据具体应用场合，比较不同IM对变换器性能主要是电流脉动的


影响以及对磁芯各部分磁通的影响，从而选择最利于改善变换器性能的IM。比较中

需要注意：既要考虑磁件的不同绕组连接方式对性能的影响，还应考虑不同的气隙设

计对性能的影响：由于是电感与变压器集成，还要考虑磁件绕组间漏感的影响。

1-3．2．2应用于非隔离型变换：罄r[7,211

这一类集成磁件实际上是耦合电感，考虑其实现了滤波和调压的作用，将其并入

电感与变压器集成这类。目前，被广泛应用于+12V输入的VRM变换器【7】o

(a)加入变压器的Buck变换器 (b)采用耦合电感的Buck变换器

图1-15能调整输入输出关系的Buck变换器

下面结合VRM—Buck变换器来说明耦合电感的作用。要调整Buck变换器的输入

输出关系可在电路中加入变压器，如图1-15(a)所示(图中所示为降压变压器)，通过

改变电感上的电压来改变输入输出关系。由于图1-15(a)中变压器原副边绕组有两同

名端短接，可以简化为自耦变压器；滤波电感三。与变压器绕组并联，可用磁化电感

代替；所以，将图1-15(a)中的变压器与电感进行集成，就得到采用耦合电感来调节

输入输出关系的Buck变换器，如图1-15Co)所示。令耦合电感的匝比为，l：l，Ql的占

空比为D，电路工作在连续模式的输入输出关系为：

丘：望圪甩+(1一九)-D

(1-14)

由上式可知：当n=1时，变换器的输入输出关系与传统Buck变换器相同：当n

大于l时，相同的输入、输出电压，变换器的占空比要大于传统的Buck变换器；当

疗小于1时，同样的输入、输出条件，变换器的占空比要小于传统的Buck变换器。

将耦合电感应用于12V供电的VRM．Buck变换器，来提高电路稳态工作的占空

比，能明显改善变换器的性能：①提高变换器的动态特性：②减小电感电流脉动：③

减小变换器上管的关断损耗(对应图1．1l中的Q1)和下管的导通损耗(对应图1．11中的

Q2)【7】o

当然采用耦合电感调整输入输出关系也会带来新的问题，如果电感耦合不好，会

在开关管关断时产生较大的电压尖峰。


1．3．3一类特殊的磁集成方法一解耦集成

解耦集成，顾名思义，就是原来的DM集成后互相没有耦合作用。根据1．2．3的

分析可知，用解耦集成的磁件代替DM基本不会影响电路性能。

解耦集成的方法主要有两种：

1．提供低磁阻磁路实现解耦1461(解耦集成方法群1)

图l一16说明如何运用这种方法实现两个电感的解耦

集成。图中Ⅳl、Ⅳ2为电感绕组，分别绕在磁芯的两侧

柱上。由于磁芯中柱没有气隙，其磁阻远远小于开有气

隙的侧柱，所以Ⅳl、Ⅳ2产生的磁通经中柱形成回路，

互相之间基本无耦合。用类似的方法可以实现多个磁件

(包括电感、变压器)的解耦集成，如图1一17所示。当然，

必须要提供一条独立、低磁阻的公共磁路，也就是说n

个磁件解耦集成需要磁芯至少有n+1个磁柱。

这种集成方法基本不影响电路性能，但不同的集成方式会影响公共磁柱的磁通。

按照图l一16中的电流方向和绕组绕向，Ⅳl、Ⅳ2产生的直流磁通在中柱方向相反，互

相抵消，有利于减小磁芯体积。

增加公共磁柱的磁阻，破坏其解耦作用，就得到有耦合的IM。

+『眵斗『『窜一图1．17解耦集成方法#1用于n个磁件解耦集成

2．通过完全抵消绕组间的耦合作用来解耦130’3‘’4。1(解耦集成方法抖2)

图1．18说明如何运用这种方法实现两个电

感的解耦集成。图中，电感l绕在磁芯中柱，

匝数为Ⅳ一；电感2由两个绕组串联绕在磁芯的

两个侧柱上，匝数分别为Ⅳ21、Ⅳ22。按照图中

的连接方式，电感l产生的磁通在磁芯左侧柱

与Ⅳ2l产生的磁通方向相反，而在右侧柱与Ⅳ22

的方向相同，电感2的两个绕组在中柱产生的

磁通方向相反。如果能完全抵消两个电感间的

图1．18解耦集成方法#2

用于两个电感集成

一磷瑟～1lil：=解酚～i一一鸯卜曝：．i；峰噫．≮：菡


磁通耦合，就实现了两电感的解耦集成。

下面分析解耦的条件。如图1-18所示，令磁芯三个磁柱的磁阻(包含磁芯与气隙

磁阻)分别为弼、怒-、盹2，根据图中所示的电流方向和磁件等效磁路可得出当电感1

流过电流il时在电感2中产生的磁链咖12为：

九2等岛／／掣‘c惫一钟 m㈣⋯吼，+吼，，吼，，、贸，，吼，．’

、 7

同样可得出电感2流过电流i2时在电感1中产生的磁链西2l为：

伽毒％笺长麓 m峋

根据式(1-15)、(1．16)可得解耦集成的条件为：

》：盐(1-17)吼22 N22

由(1—17)可知要完全抵消耦合作用，磁柱磁阻比值应与电感两个绕组的匝比相同。

对于通常用的对称结构磁芯，一般取N2l=N22，她l=口也，这就是文献【30]cP提出的方

法。

令三磁柱的导磁面积分别为Al、A2l、A22，则满足解耦条件时，三磁柱的磁通密

度占l、疡I、毋2分别为：

E：—_且i亟dKL (1-18)。

(吼l·孵2l+9tl·锨22+9t2I·吼22)·4、 ’

髓．：生盥止盟一———当玉旦—一(1．19)引

是l’(孵2l+吼22) (倪I·吼2l+孵1·9122+孵2l·孵22)·4l、 7

B’，：12盟l±如!+ 丛：5：墨21(1-20)“

＆。(吼2l+m22) (ml‘912l+吼1。孵22+吼2I·孵22)·42

对于对称结构的磁芯一般有A21=A22，&l-口也，根据式(1-19)、(1-20)可知，由于

中柱绕组的作用会使两侧柱磁芯的最大磁密有较大的差别，使磁芯的利用率降低。对

此，可以通过调整彳2l、爿22来改进：增大磁密大的磁柱的导磁面积，减小磁密小的磁

柱的导磁面积，比如可将N22移到磁芯中柱，将电感l移到磁芯右柱【3l】。改变导磁面

积会影响磁阻间的关系，相应也要调整Ⅳ2l与Ⅳ22的匝比关系。

根据相同的原理，解耦集成方法#2可用于电感与变压器、变压器与变压器的集

成【30】，如图1．19所示。


(a)电感十变压器 (b)变压器+变压器

图1．19解耦集成方法#2用于电感+变压器、变压器+变压器

3．两种解耦集成方法的比较

比较两种解耦集成的方法(棚、撑2)可知：

①群1通常需要给有绕组的磁柱加入气隙以增加其磁阻。用于变压器与变压器的

集成时，会减小变压器的磁化电感。

②#2存在磁芯磁通分布不均匀的问题。

③撑2需要拆分绕组，可能会增加变压器的漏感。此外，当要求绕组有中心抽头

时，不能直接从两串联绕组间得到中点。

④样1可以方便的推广到多个磁件的解耦集成，而轮不适合。

1．4改变磁芯结构的磁件集成

改变磁芯结构进行磁件集成的关键是如何得到多条磁路。总结相关的研究工作，

可将获得多磁路的方法分为两类：①在磁芯中外加导磁体来获得多磁路；②通过现有

磁芯的组合来获得多磁路。下面简要介绍这两种方法。

1．在磁芯中外加导磁体来获得多磁路I舯·‘¨9I

(a)磁芯结构 (b)磁芯截面示意图

图1．20 Charles s，Walker提出的新型磁芯

Charles S．Walker是此类磁集成方法较早的提出者和应用者[491，如图1．20，通过

在罐型磁芯的中部加入一片导磁体，即图中的“2”，将罐型磁芯分为上下两部分，使

19


磁通分为三个部分，从三条磁路流通。Charles S．Walker利用新的罐型磁芯实现谐振

变换器中电感和变压器的集成。此外，Charles S．Walker还将该方法进行推广：可以

加入多个导磁体以得到更多的磁路，实现多个电感和变压器的集成。在Charles

S．Walker所提方法的基础上MikeMeinhardt又进行了改进【4⋯。另外，Bloom提出的多

窗口的磁芯与Charles s．Walker提出的改进型罐型磁芯本质相同【48】，都是通过外加导

磁体得到多磁路。

2．通过现有磁芯的组合获得多磁路14”

Arkadiy Kats等提供了另外一种获得多磁路

的办法⋯】，如图1．21所示，两副磁芯A、B被

组合使用，变压器的原边绕组绕在两副磁芯上，

副边绕组仅绕在磁芯A上，使变压器的漏感集

中到原边，并可通过调节磁心B的气隙来精确

控制漏感的大小。图l一21所示的IM在谐振变换

器中得到成功的应用。

1．5磁集成技术的研究重点和发展趋势

磁心n+一匿∑≤闲压§一磁心e

圆困图1-21 Arkadiy Kats提出的

集成磁件截面图

原边绕组

1．磁集成技术研究和应用的重点

根据前面的综述。可知目前磁集成技术的研究和应用主要集中在以下几个方面：

①耦合电感在多种电路的应用，以减小电流纹波；

②新的适用于具体应用电路的IM的研究。主要用于在对功率密度和瞬态性能

要求很高的场合，如VRM变换器及应用于通讯领域的低压／大电流电源模块。

2．磁集成技术应用的关键

由前面的综述可以看出：磁集成技术的应用，关键要结合具体电路选择恰当的

IM，以尽量提高电源性能。本文将结合几种典型电路，研究磁集成技术的应用。

3．磁集成技术的发展趋势

随着未来电源的发展[i2,s11、新型磁性材料和磁芯【1，4'52l的出现，对磁集成技术提出

更高的要求：

①进一步拓宽磁集成技术的应用领域。既要扩大应用场合[12,51】，还要发掘IM

的新功能。如文献[50]N用IM来实现半匝绕组。将其推广，可实现任意分数匝的绕组。

②研究适用于新的磁性材料与磁芯结构的磁集成技术。

20


1．6本文的选题意义和研究内容

1．6．1本文的选题意义

本文选题为“开关电源中磁集成技术的应用研究”，选题意义在于：

1．磁集成技术的应用研究是电力电子技术研究领域的一个重要方向。目前，国

内电力电子学研究的重点仍局限于传统的拓扑研究，对磁集成技术的认识和研究十分

有限。因此，本课题的研究将有助于推动国内开展磁集成技术的研究和应用；

2．研究开关电源中磁集成技术的应用，能综合考虑电路和磁路特性，有利于开

关电源的整体优化设计：

3．磁集成技术对变换器的小型化、轻量化有重要意义，非常适用于对体积、重

量要求严格的航空、航天等应用场合。因此，研究开关电源中磁集成技术的应用，可

为航空、航天电源的进一步发展提供技术储备。

1．6．2本文的研究内容

本文主要结合几种典型电路，研究磁集成技术的应用，以利用磁集成技术提高变

换器的性能，同时总结常用的磁件集成方式，具体研究内容分为以下几个部分：

1．第一章回顾了磁集成技术的发展历史，系统地总结磁集成技术的研究内容及

磁集成技术在多种场合应用的方法，指出应用磁集成技术的关键是结合具体电路进行

IM的选择。本章文献综述为课题研究提供技术背景，论证了课题研究的意义。

2．第二章提出由DM变换器导出IM变换器以及建立磁件等效电路的新方法，该

方法简单、实用，使磁集成技术研究中的相应工作得到简化。

3．第三章结合低压、大电流输出的正反激有源钳位变换器(Flybaek．Forward

converter with Active Clamp circuit，FFAC)研究磁集成技术的应用，实现电感和变压

器的集成。主要进行IM-FFAC变换器的推导、分析、设计，重点讨论IM对电流脉

动和磁件磁密的影响，结合具体电路指标，选择适当的磁集成方案，并进行实验验证。

4．第四章通过分析IM正激有源钳位变换器(Forward converter with Active Clampcircuit，FAC)中IM的磁通关系，提出一种改进型IM．FAC变换器，与DM变换器

和传统的IM变换器相比，改进型IM变换器可明显减小电感电流脉动，提高了FAC

变换器的应用价值。

5．第五章将磁集成技术应用在改进型倍流整流方式零电压开关PWM全桥变换

器(Current Doubler Rectifier Zero—Voltage-Switching PWM Full Bridge converter，CDR

ZVS PWM FB变换器)，实现两个绕组电压相位交错的滤波电感的集成。研究结果证

2l


明磁集成技术有利于减小磁心体积和铁损，同时指出IM中较大的集中气隙会带来磁

件铜损的增加。

6．第六章详细分析耦合电感对多路输出电源性能的影响，在分析的基础上提出：

通过改变耦合电感的绕制方法调整绕组间的漏感关系，可以调整输出电流脉动。

7．第七章对磁集成技术的作用、磁集成技术应用中常用的变换方法等进行总结，

并从IM中磁通关系的角度出发，归纳了磁件集成常用的方式；

8．第八章总结本文的研究工作，突出研究工作的贡献和创新点，并对未来的工

作进行展望。

1．7本章小结

本章主要回顾了磁集成技术的发展历史，系统地总结和分析了磁集成技术的研究

内容以及磁集成技术在多种场合应用的一般方法，如图1．22所示。文中指出应用磁

集成技术的关键是结合具体电路选择恰当的IM。本章的文献综述，为课题的研究提

供技术背景。

图l·22磁集成技术应用研究内容示意图


参考文献

【1】R．Huljak，v-Thottuvelil，A．Marsh and B．Miller,“Where Are Power Supplies Headed”，IEEE-

APEC，2000，PP．10-17．

[2]C blake，D．Kinzer and EWood，“Synchronous rectifiers versus schottky diodes：A comparison of

the losses of a synchronous rectifier versus the loss of a schoakey diode rectifier”，IEEE—APEC，

1994，PP．17-23

【3】阮新波，严仰光，《直流开关电源的软开关技术》，科学出版社，2000年第1版。

[4】Conor Quinn，Karl Rinne，Terence 0’Donnell，Maeve Duff)',Clan．O．Mathuna,“A Review of

PlanarMagneticTechniques andTechnologies”，IEEE-APEC，2001，PP．1175·1183．

【5】5 J．Lopera，M．Prieto，A．Pernia,M．de Graaf,w Waanders，L．Alvarez,“Design of Integrated

Magnetic Elements Using Thick-Film Technology”，IEEE·APEC，1998，PP．407-413．

【6】蔡宣三，龚邵文，“高频功率电子学”，科学出版社，1993年第1版，PP．271—302。

【7】J．Wei，P．Xu，H．-P_Wu,F Lee，K．Yao and M．Ye，“Comparison ofThree Topology Candidates for

12V VRM”，IEEE·APEC，2001，PP．245-251．

[8】Lioyd H．Dixon Jr,“The Effects ofLeakage Inductance on Switching Power Supply Performance”，

Unitrode Power Supply Design Seminar,1990，P2，PP．1-7．

【9】M．J．Prieto，A．Femandez,J．M．Diaz，&etc，“lnflunce of Transformer Parasitics in Low-Power

Applications"，IEEE-APEC，1999，PP．1175-1180．

[10】Gordon Bloom，Rudy Sevems，“The generalized use of integrated magnetics and zero-ripple

techniques in switchmode power converters”，IEEE-PESC，1984，PP．15—33．

[I I】lone Dan Jitaru，Alexandru Ivascu，“quasi-integrated magnetic an avenue for hgher power density

and efficiency in power converters，”IEEE-APEC，1997，PP．395-402．

【12】Don．Staffiere，Jim．sarjcant,“Power Technology Roadmap”，IEEE-APEC，1998，PP．3-8．

【131 G．B．Crouse，“Electrical Filter．”U．S．Patent 1,920,948(August l，1933)

[14】Glenn C．Waechner，“Switching power supply common output filter”，U．S．Patent 3，916，286

(Oct．28，1975)．

[1 5】J．cielo and H．Hoffman，“Combined Transformer and Inductor Device，”U．S．Patent 3，553，620

(January 5，1971)．

[16]J．cielo and H．Hoffman，“Combined Transformer and Inductor Device，”U．S．Patent 3,694，726

(Sep．26，1972)

[17】Slobodan．Cuk Middlebrook，Robert．D．“DC-to-DC switching convener'’，U．S．Patent 4，184，197

(January 15，1980)．23


【18】Slobodan．Cuk，“Push-pull switching power amplifier”，U．S．Patent 4，186，437(January 29，1980)．

【19】Slobodan．Cuk，“DC-to—DC switching converter with zero input and output current ripple and

integrated magnetics circuits”，U．S．Patent 4，257，087(March 17，1981)．

[201 Slobodan．CuL Middlebrook，Robert．D，“DC—to—DC Converter having reduced ripple without

need for adjustments”，U．S．Patent 4,274，133(June 16，1981)．

[2l】朱彦，“新型ZVT软开关直流升压变换器的研究”，南京航空航天大学硕士论文，1994年2

月。

[22】Ed Bloom，“Core selection for&design aspects of all integrated—magnetic forward converter'’，

IEEE-APEC，1986，PP．141—150．

【23】Ed Bloom，‘'New integrated·magnetic DC-IX：power converter circuits＆systems”，IEEE-APEC，

1987，PP，57·66．

[24]G．E．Bloom，Rudy Severns，“Modem DC-to-DC Switchmode Power Converter Circuits”，

published in 1984 by Van Norstrand Reinhold Inc，PP．262—325．

[25】Wei chen，Guichan Hua,Dan Sable，Fred Lee，“Design of High Efficiency,Low Profile，Low

Voltage Converter with Integrated Magnetics”，VPEC’1997，PP．14·20．

【26】David C．Hamill，“Lumped Equavalent Circuits of Magnetic Components：The Gyrator-Capacitor

Approach”，IEEE T-PE，V01．8．No．2，April．1993，PP．97-103．

【27】David C．Hamill，“Gyrator-Capacitor Modeling：A better Way of Understanding Magnetic

Components”，IEEE-APEC，1994，PP．326—332．

【28]Liang．Yan，Brad．Lehman，“Better Understanding and Synthesis of Integrated Magnetics with

Simplified Gyrator Model Method'’，IEEE-PESC，2001，PP．433-438．

[291 M．Eaton，Shoremine，“Adding Flux Paths to SPICE’s Analytical Capability Improves the Ease and

Accuracy ofSimulatingPowerCircuits"，1EEE-APEC，1998，PP．386-392．

[30】David Ki-Wai Cheng，Leung-Pong Wong，Yim—Shu Lee，“Design，Modeling，and Analysis of

Integrated Magnetics for Power Converter'’，IEEE-PESC，2000．PP．320-325．

【31】Leung—Pong Wong，Yim·Shu Lee，David Ki—Wai Cheng，“A New Approach to the Analysis and

DesignofInteratedMagnetics”，IEEE-PESC，2001 pp．1196—1202．

[32】Pit-Leong Wong，Qiaoqian Wu，Bo Yang and Fred C．Lec，“Investigating coupling inductor in the

interleaving QSW VR／vl”，IEEE-APEC，2000，PP．973-978．

[33】Mao Ye，Pang Xu，Fred C．Lee，Jia Wei and Kaiwei Yan，“Study ofThree Topology Candidates for

48V VRM”，CPES’2001，PP．271-280．

【34】Peng Xu，Man Ye，Xianehnan Jia,Pit-Leong Wong and Fred C．Lee，“The Integrated-Filter

Push-Pull Forward Converter for 48V Input Voltage Regulator Modules”，CPES’2001，PP．257-264．


【35】P．Xu，F Lee，“Design of High-Input Voltage Regulator Modules、Ⅳitll a Novel Integrated

Magnetics”，IEEE-APEC，2001，PP．262-267．

【36】一F Wu，Y J．Wu，C．H．Chang，z．R．Liu，“Ripple—Free，Single—Stage Electronic BallastS with

Dither-Boost Power Factor Corrector'’，IAS’1997，PP．2372-2379．

【37】J．Wang，w．Dunford，K．Mauch，‘‘A Fixed Duty Cycle Boost Converter with Ripple Free Input

Current for Unity Power Factor Operation”，IEEE·APEC，1996，PP．1 177-1 183．

【38】J．Wang，w Dunford，K．Mauch，“Design of Boost and Buck Converters with Coupled Inductor”，

IEEE·PESC，1995。PP．273-279．

【39】J．Wang，w Dunford，K．Mauch，‘'Analysis of a Ripple-free Input Boost Converter with

Discontinuous Conduction Characteristics”，IEEE T-PE，v01．2，no．14，PP．684-694，July 1997．

[40】Mike Meinhardt,Maeve Duffy,Terence 0’Donnell，＆cIc，‘'New Method for Integration ofResonant

Inductor and TransformerDesign，Realisation，Measurements”，IEEE-APEC，1999。PP．1 168-1 174．

【41】Arkadiy Kats，Gregory Ivensk5 Sam Ben-Yakov,“Application of Interated Magnetics in Resonant

Converters”，IEEE-APEC，1997pp．925-930

【42】叶慧贞，杨兴洲，‘开关稳压电源》，国防工业出版社，1990年，pp．78．79。

【43】邱关源，<电路》，人民教育出版社，1979年，第二版。

[44】Gerald w Ludwig，Sayed-Amr El-Hamamsy,“Coupled Inductance and Reluctance Models of

Magnetivc Components'’，IEEE T-PE，v01．6，no．2，April．1991，pp．240-250．

【45】Peng Xu,Qiaoqiao Wu，Pit-Leong Wong and Fred C．Lee，“A novel integrated current doubler

rectifier'’，IEEE-APEC，2000．PP．735·740．

【46】w Chen，F C．Lee，X．Zhou and P_Xu，“Integrated Planar Inductor Scheme for Multi—Module

Interleaved Quasi-Square-Wave(QSW)DC／DC Converter'’，IEEE-PESC，1999，PP．759·763．

【47】C．Peng，M．Hannigan，O．Seiersen，‘‘A new efficient high frequency rectifier circuit'’，HFPC’1991，

PP．236·243．

【48】Ed Bloom，“Multi-chained planar magnetic design techniques”，IEEE-PESC，2000，PP．295-301．

【491 Charles S．Walker,“Combind Transformer and Inductor'’，U．S．Patent 4,689，592(Aug．25，1987)．

【50】Xingsheng Zhou，Dan Chen，Clifford Jamerson，“Application of Half-rum on E-Core in Switching

Power Suuplies”，IEEE-APEC，1999，PP．1210-1215．

【51】D．StaffiereandM．Mankikar,“PowerTechnologyRoadmap'’，IEEE-APEC，2001，PP．49-53．

【52】B．George，“Power Management：Enabling Technology for Next-Generation Electronic Systems”，

IEEE-APEC，2001，PP．1-6．


第二章IM变换器研究方法中的两点改进

摘要：针对磁集成技术应用中通常要面临的两个问题：(DDM变换器斗IM变换器的推导，②IM

等效电路的推导，本章提出比较简单、实用的推导方法，该方法可简化磁集成技术研究中的部分

工作．另外，本幸还提出IM变换器叶DM变换器的推导方法，为拓扑变换和电路综合分析提供

了新的思路．

2．1研究IM变换器的一般过程

在变换器中应用磁集成技术的过程可用图2．1表示，由图可知，IM变换器的研

究过程大致可分为三步：

图2-1 IM变换器研究的过程

第一步：由DM变换器推导出多种IM变换器，为下一步IM的选择提供素材；

第二步：结合具体电路，对比分析多种IM方案，从中择优：

这一步是整个研究过程中最主要的工作，因为磁集成技术能否改善变换器性能，

关键是要选择合适的IM。这一步的具体工作内容是：运用磁件分析方法，比较不同

绕组结构、不同气隙结构的IM对电路整体性能的影响，完成方案选择。同时，通过

分析得到IM各部分的磁通表达式，为磁件的设计提供依据。

第三步：完成IM变换器的参数设计和硬件实现。

由上述可知，研究IM变换器过程中，通常要面临的两个问题：

①进行DM变换器一Dd变换器的推导；

②在分析磁件对电路影响时通常要推导IM的等效电路。

本章将提出推导IM变换器和IM等效电路的简便方法。

2．2推导IM变换器的新方法

2．2．1 Ed．Bloom提出的IM变换器的推导方法

在众多的相关文献中，很少提供导出IM变换器的方法，只有Ed．Bloom等人以

正激变换器为例给出了DM变换器寸Ⅱ订变换器的推导方法【1·21。为便于说明问题，给

出其推导过程：

如图2-2所示，正激变换器的输入、输出电压分别为‰、圪，交压器的原、副边

26


绕组匝数为坼、M，复位绕组匝数为坼，电感绕组匝数为NL，电感和变压器的磁通

分别为多n西￡， Q开通时A点电压为n。则当Q开通时有：

当Q关断时，复位二极管Dr、续流二极管

D2导通，电感和变压器的磁通变化满足式(2-2)：

根据式(2-1)得：

玉=惫，五+五其中五=岳

图2-2正激变换器

(2—3)

(2-4)

如果电感和变压器被集成在一副磁芯上，电感的磁通变化直接成为变压器磁通变

化中的一部分，所以假设NL=N,，则式(2．3)变为：● ● ●

办=九+丸 (2-5)

根据式(2-5)，自然会将西n咖厶咖。与IM磁芯中三磁柱的磁通建立联系。再结

合式(2-1)和式(2-4)可画出Q开通时D订的磁路结构，如图2-3(a)所示：根据式(2．2)可

作出Q关断时IM的磁路结构，如图2．3@所示；把图2-3(a)和(b)整合起来，加上开

关器件就构成了图2-3(c)所示的IM正激变换器。

+ 一

k一 +

(a)Q开通时IM的磁路结构 (b)Q关断时IM的磁路结构

Dp

旦以丘帆

=

一

丘¨且M

=

=

．办

．屯

|I

=

监出盟出

乏Q

％一以丘M

一

一

=

=

．办

．丸


一冉戎 t ：D．

^《瓢 pⅣ￡i靳!舔掣 j乞卞_I．J l ；

(C)IM正激变换器之一 (d)IM正激变换器之二

1仨群曩．! ：：{一 -!C—p l嘲?i。圭t拣：’l∑每喁蔓．j i⋯⋯j m—I-『

L l：

(e)IM正激变换器之三

图2-3 Ed．Bloom提出的IM正激变换器的推导方法

在图2-3(c)的基础上，Ed．Bloom又运用磁件变换方法(参见第一章中的1．3．2．1)

由图2-3中的(c)导出图(d)和图(e)所示的IM正激变换器【3】，受篇幅限制，文中不给出

具体的变换过程。在三种IM变换器中，图2-3(c)c9 IM的漏感较大、并不实用[31。

可以看出，Ed．Bloom提出的推导IM变换器的过程可分为四步：

①分析DM变换器中磁件的磁通，建立相互关系，以便于集成；

②画出IM在各个时段的磁路结构；

③加入开关器件，整合各个时段的磁路结构，完成整个变换器的连接；

④运用磁件变换方法变换得到多种IM，相应得到多种IM变换器。

这个方法应用起来并不方便：

①步骤较多，不够简便、直接；

②需要分析具体电路中磁件的磁通关系：

③各个时段磁路结构的整合有一定难度。

为能更方便的导出IM变换器，本文提出一种新的推导方法。

2．2．2新的IM变换器的推导方法

由前述可知，Ed．Bloom提出的IM变换器的推导方法是从分析磁件之间一般的磁通

关系(即曲r、丸、咖。的关系)入手来导出IM变换器，本文提出的方法则从最简单、

最特殊的情况—磁件之间磁通解耦入手：①先用低磁阻磁路的解耦集成方法得到IM及

相应的IM变换器；②对①中所得的磁件进行变换，得到多种磁集成方案。显然，用此

方法能很方便的由图2-2所示的DM正激变换器导出图2．3(e)所示的IM正激变换器，再2S


运用磁件变换方法就能得到图2-3(d)和图2-3(e)。为进一步说明新方法的应用，下面以

变换过程相对复杂的CDR电路(第一章中已定义)为例说明推导IM电路的过程。

在第一章中(1．3．2．1)已介绍了如何运用磁件变换方法，由最早提出的IM．CDR电

路M】变换得到其它两种IM．CDR电路【5'6J，本章将讨论如何运用新的IM电路的推导方

法，由DM—CDR电路(图2．4(a))变换得到最早提出的IM-CDR电路(图2．4(c))。

如图2-4所示，首先，用解耦集成方法#l(参见1．3．3)将图2-4中(a)所示的DM电

路变换得到(b)图。这～步实际是进行DM的磁路合并，不会改变原来的电路连接，

非常简便直接。如图2．4⑩所示，令变压器绕组、电感绕组匝链的磁通分别为毋r、

咖小砂伽公用磁柱的磁通为西d，变压器原副边匝数为％、M，电感绕组匝数为

帆。一般而言，集成三个独立的DM需要图2-4@所示的四柱磁芯，以使交变磁通闭

合，保证磁通的连续性。但在CDR电路中，变压器副边的绕组电压等于加在两电感

绕组的电压之和，所以变压器和两个电感的磁通并非相互独立。下面研究妒r、咖小

西￡2以及咖d之间的关系。

睇霸。一隧；．‘越戮萄蚣M；卜；⋯’’’

(a)DM-CDR电路(b)将DM-CDR电路解耦集成得到的IM电路

訾N尸NL n

九=0 6

————◆

(c)将幽(b)中IM的磁芯结构偷化得到的IM电路

图2-4用新的IM电路的推导方法导出最早提出的IM-CDR电路

令c、e两点间的电压为‰。根据电磁感应定律和图2．4中所示的正方向，有

v。：N，．譬：N；．矗 (2．6)

V。=州警一dd-》)呲·(五：一五，)(2-7)


警=五=秀+五．一五：根据式(2．6)、(2-7)n-I'111，当NL=N,时，有：

≯r=妒￡2一妒Ll

将上式代入式(2—8)有：九=0

(2-8)

(2-9)

f2-10)

式(2．10)说明当NL=N,，图2-4(b)60 IM的公用磁柱内只有直流磁通。由于外部电

路对磁件的约束条件是绕组电压。所以磁件中固定不变的是各个绕组匝链的交变磁

通，直流磁通可以随着磁路、激励相应变化，因此可以去掉公用磁柱，用三磁柱的磁

芯实现倍流整流电路中的三个磁件的集成，得到图2．4(c)。这里需要说明两点：①图

2-4(b)@的IM虽然是用解耦的特殊方法得到的，但是在分析中完全按一般的D讧来对

待，所以结论不受解耦集成的限制：②图2．4(b)并不是解耦集成的唯一结果，如果绕

组的连接不能保证公用磁柱内没有交变磁通，就不能简化磁芯结构。

与Ed．Bloom提出的IM变换器的推导方法相比，新的推导方法简便实用，易与

理解。

2．3磁件等效电路的通用模型

2．3．1磁件等效电路的通用模型

研究IM变换器，通常要推导IM的等效电路，一方面用来与DM变换器作比较，

另一方面，还可从中提取IM制作时用于外部测量的等效电感参数。但是磁件等效电

路的推导比较繁琐，能否得出磁件等效电路的通用模型而省去推导过程呢?

为了得出磁件等效电路的通用模型应给出磁件的通用模型。假设磁件采用的磁芯

为图2．5(a)所示的疗柱磁芯，按照磁件的磁柱不同对磁件进行划分，可得到磁件的通

用模型，如图2-5(a)所示，磁件变为一个组成相同的基本单元的并联，每个基本单元

都包括部分磁芯、绕组和绕组匝链的磁通。这样，对磁件各个单元进行变换连接就可

以得到磁件等效电路的通用模型。

为便于分析，先假定磁件每个磁柱上都有1个绕组，令不同磁柱的磁通为毋．、各

磁柱上的绕组为口幽、各绕组匝数为胁、绕组电流为^(其中i=1，⋯一)，如图2．5(a)

所示。下面给出推导图2．5(a)磁件等效电路的详细过程：

①建立磁件等效磁路。应用磁路欧姆定律建立图2．5(a)中各基本单元的等效磁

路，就得到等效磁路的基本单元，将磁路的基本单元并联就得到磁件的等效磁路，如

图2-5(b)所示。30


②画出磁路的对偶图。对磁路的基本单元进行对偶变换，得到对偶图的基本单

元，根据对偶变换的原则将对偶图基本单元串联就得到图2-5(c)所示的对偶图。

③根据对偶图进行尺度变换，得到电流、磁链关系图。显然，电流、磁链关系

图(图2-5(d))与对偶图基本相同，只是基本单元的参数发生变化。

④应用电磁感应定律、电感和理想变压器的特性，根据电流、磁链关系图建立磁件

的等效电路。这～步变换只是将电流、磁链关系图的基本单元换用电路参数表示，各基本

单元仍然是串联关系。磁件等效电路如图2．5(e)所示，等效电路的电感参数满足式(2．11)。

Ll；N÷懈 (2-11)

在图2-5(e)的基础上就可变换得到磁件等效电路的通用模型。对于一般的磁件，

假设其第i个磁柱上有m个绕组，定义各绕组为劬b，其中i=1，⋯n、j=l，⋯m。

略微变化图2-5(e)的基本单元，就得到图2-5(t")所示的磁件等效电路通用模型，图2-5(f)

中各单元间的串联关系不变，电感参数也满足式(2-11)。

(a)磁件的通用模型 (b)磁件的等效磁路 (c)等效磁路的对偶图

(d)磁链、电流关系图 (e)磁件等效电路 (0磁件等效电路通用模型

图2-5磁件等效电路通用模型的推导过程

2．3．2应用实例

有了磁件等效电路的通用模型，推导磁件等效电路就变得非常简便：①根据磁件

等效电路的通用模型直接写出磁件的等效电路；②对①中所得的等效电路进行整理、

简化。

根据磁件等效电路通用模型来推导图2-3(e)所示的IM的等效电路，主要过程见3 J


图2-6。图2-6中(b)为根据等效电路通用模型得到的磁件等效电路，图(c)为对图(b)

整理、变换后的结果。变换得到的等效电路(图(c))与文献【3】给出的等效电路相同。

‘r 上I?3 } l

·～一：·

罩 i 『{冬 Jj-—-“

(a)IM正激变换器中的磁件 (b)根据通用模型得到的等效电路 (c)变换后的等效电路

图2-6根据磁件等效电路通用模型推导磁件的等效电路

2．4由IM变换器推导DM变换器

1．由IM变换器推导DM变换器的方法

解耦的思路也可用于由IM变换器---)DM变换器。IM变换器----)DM变换器的变换

方法与由DM变换器寸IM变换器完全相同，只是变换的方向相反：

①先将一般的IM特殊化为解耦的IM，当然要先将IM变换，使其具有无绕组

的公共磁柱，以利于解耦；

②将解耦的IM拆解为DM；

③将采用DM的电路写成常用的电路形式。

得到分

蟛

(a)改进型IM--CDR电路∞将图(a)中的IM解耦

写成传统

盟鱼瓢

只■E

半{：冠r

b1

#．j!。D2。‘12

(c)将图(b)中解耦的IM拆解为DM (d)将图(c)写成常用的DM电路形式

图2．7由IM-CDR电路推导出新的DM-CDR电路


2．由IM-CDR电路推导新的DM．CDR电路

用这种变换方法可以由改进型IM-CDR电路【6l得到新的DM-CDR电路，如图2．7

所示：图2-7(a)是改进型DM-CDR电路f6j，图2．7(d)是变换得到的新的DM-CDR电路。

新的DM-CDR电路的工作方式如下：当口6间电压大于O，Dl导通、D2截止，

乃向副边输出能量，同时乃储能；当口6间电压小于0，D2导通、Dl截止，乃向副

边输出能量、乃储能；当曲间电压等于0，副边两个二极管同时导通，n、疋一起

向副边输出能量。下面证明新的DM．CDR电路与常规的DM．CDR电路等效。

如图2-8所示，(a)为改进型DM．CDR电路，(b)为推出的新的DM．CDR电路，为

便于比较，将两图对应的参数用相同的符号表示，并将新的DM．CDR电路中的变压

器用理想变压器和磁化电感来等效，且磁化电感并在变压器副边绕组。假定两电路

曲间输入电压Vab相同(如图2-8(c)所示)，图(a)中滤波电感值和图@中变压器的磁

化电感值相等，都为工，令两滤波电感(或两磁化电感)中流过的电流分别为豇l、垃，

下面进行对比分析。

(b)新的DM．CDR电路 (c)两种CDR电路的基本电压波形

图2-8两种DMCDR电路及电路的基本电压波形

当％户O，两个电路谢间电压表达式相同，满足：

yea=圪 (2-12)

再比较耐两点间的电压表达式：

对(a)图，有： V“2一(％，告一圪)=一_ (2-13)

33

‰匕

■匕

■霄一盱．气J愀≮■


上式中，

对(b)图，有

_叱惫一圪 (2-14)

V一=_(圪以争+等一_ ㈣可见，Vab>O时，两个电路的电压表达式完全相l司。相应当电感值相等时，电感

电流满足的状态方程也相同：

誓=-工Vo(2-16)出工

d出iL__王2=誓㈨出三

、 7

通过分析可知，在其它阶段，两个电路各点电压表达式和电感电流满足的状态方

程也相同。

yah=0，有：

V耐：v。产圪 (2-18)

誓=警=-工Vo(2-19)西西工

Vab<O，有：

v|产圪 (2-20)

％一(圪，惫一圪) (2-21)

誓专任z2，出三

、 7

警=了-Vo(2-23)出三

既然两电路变量间的关系式完全相同，所以在相同的输入输出条件、相同电感量，

两个电路的电压、电流波形相同，两个电路等效。

通过文献检索，发现采用新的DM·CDR电路的全桥或半桥变换器就是文献【7】中

简要介绍的Twitt变换器，但未见有文献说明该变换器与CDR电路的联系。可见，

用解耦的思路由n订变换器--》DM变换器提供了电路之问相互转换的新方法，为电路

综合分析和新拓扑的发现提供了新的思路。

3．小结

通过上面的例子，可以看出：

①用解耦的思路导出DM变换器，提供了一种新的拓扑变换方法，有利于发现


新的电路拓扑：

②由IM变换器导出DM变换器，为电路综合分析提供了新的思路。

2．5本章小结

本章的主要贡献为：

1．提出用解耦集成的方法推导IM变换器，使IM变换器的推导更加方便、直接；

2．建立了磁件等效电路的通用模型，简化了磁件等效电路的推导工作；

3．用解耦的方法由IM．CDR电路导出了新的DM．CDR电路；

4．指出：用解耦的方法由IM变换器导出DM变换器，为拓扑变换和电路综合分

析，提供了新的思路。

参考文献

⋯1 Ed Bloom，gudy Sevems，‘'The generalized use ofintegrated magnetics and zero-ripple techniques

in switchmode power converters”，IEEE·PESC，1984，ppl5—33：

【21 G．E．Bloom，Rody Sevems，“Modem DC-to-DC Switchraode Power Converter Circuils”，

published in 1984 by Van Norstrand Reinhold lnc，PP．262-325．

【3】Ed Bloom，‘'New integrated-magnetic DC—DC power converter circuits＆systems’j IEEE-APEC，

1987．PP．57-66．

[4】C．Peng，M．Hannigan，O．Seiersen，‘‘A new efficient high frequency rectifier circuit”，HFPC’1991，

PP．236-243．

【5】Wei then，Guichan Hua,Dab Sable，Fred Lee，“Design of High Efficiency,Low Profile，Low

Voltage Converter with Integrated Magnetics'’，VPEC’1997，PP．14-20．

【6】Peng Xu，Qiaoqiao Wu，pit-Leong wong and Fred C．Lee，“A novel integrated current doubler

rectifier'’，IEEE-APEC，2000．PP．735·740．

【7】Ernest Wittenbreder,“零电压开关变换器”(译文)，‘电子产品设计'，1997年6月，95—96页。


第三章IM．FFAC变换器的研究

摘要：本章结合低压，大电流输出的正反激有源箝位变换器，研究磁集成技术的应用，实现电感与

变压器集成．主要完成三方面的工作：①推导多种正反激磁集成变换嚣，运用磁路分析方法着重

研究磁集成技术对电流脉动、磁件磁密的影响，给出磁件设计依据；⑦根据具体的设计指标，比

较了多种磁件设计方案，完成IM的选择和设计；@对DM和IM进行比较，论述磁集成技术的

作用．另外，本章在对正反激磁集成变换器的损耗分析中，也进行了一定的研究．

3．1引言

随着通信设备和计算机性能的不断提高，低压／大电流输出的电源成为电源产品

的热点之一。该类电源对功率密度的要求很高，限制其功率密度提高的主要因素是磁

件体积和副边整流管的损耗B-31，采用磁集成技术和同步整流技术可以提高电源的功

率密度【“。在低压，大电流输出的应用场合，正反激有源箝位电路(Flyback-Forward

converter with Active Clamp circuit，FFAC；注：在第一章中已定义)是一种较有吸引

力的电路拓扑[2,5n1：①具有线性的输入输出关系，可用于输入电压变化范围较宽的场

合；②变压器副边波形无死区，适于应用自驱动同步整流技术：③输出电流脉动较小，

有利于减小输出滤波电感，提高变换器的输出动态性能。本章结合低压／大电流输出

的FFAC变换器，研究磁集成技术的应用，实现电感和变压器的集成。

3．2 FFAC变换器

3．2．1 FEAC变换器的基本原理

图3-1(a)给出了具体的FFAC变换器电路图，图中％、圪分别表示电路的输入、

输出电压，M、M分别为变压器的原、副边绕组匝数，厶是变压器的磁化电感，“★”

表示各个绕组的同名端， LD和C分别是输出滤波电感和滤波电容，晒为原边电路

的主功率管，^毛为有源钳位支路的辅管，^毛、尬是同步整流管，C为箝位电容。电

路的主要原理波形如图3．1(b)所示，在分析之前，作如下假设：①假定变压器的漏感

很小，同步整流管的换流很快完成；②除变压器外，所示元器件均为理想：无损、线

性：③筘位电容G取得足够大，c，与磁化电感三，的谐振周期远远大于开关周期，箝

位电容上的电压纹波可以忽略；④输出电容co足够大，输出电压纹波可以忽略。

结合图3．1，说明在稳态时变换器的工作原理。稳态时，电路在一个开关周期内

的工作过程可分为以下7个模态，各个工作模态的等效电路图如图3-2所示。


v埘

屹

l卅

1．^It2

(a)FFAC变换器

l％嵋) l 曙坞) ％M)

％+％⋯5÷ ri U

％J l l 萝l

t％二于髹∈薏l● ●

IM-4 IM4

i 瓤彳 ≤：：_．1抛⋯⋯．。．1，—一，

lDc

： i—

j j ‘岫in)—1 ￡⋯

：：

．．；．卜三饔一_一：：： r

；l ； il ⋯．▲△02

to 7l t2 f3 f4 t5 t6

(b)FFAC变换器的基本原理波形

图3．1 FFAC变换器及基本原理波形

①模态1【to之前】[参考图3-2(a)]

这段时间，M开通，各绕组“★”端为正，副边^如导通、^矗截止。原边曲绕

组的电流i口沿图3-2(a)所示的正方向流动，经M流通，则模态l中扫与脱的电流

“相等，‘与副边绕组折射到原边的电流iLp、磁化电感电流fm之间满足：i，=‘+0。

‰加在厶两端，k线性增加。令拓胁％，屯为电感电流，则0=k／￡，d点电压Ⅵ

(参考电位为副边输出地)等于kV=。

’，


(g)模态7a (h)模态7b

图3-2各模态的等效电路图

②模态2[to，t1]，[参考图3·2(b)]

to时刻，M零电压关断，各绕组“★”端仍然为正，^毛导通，尬截止。‘由M转移到M和^如的漏源极间等效电容cl、c2中，由于此模态时间很短，可认为

‘基本不变，则M漏源极问的电压．I】_^，I线性增加，Ⅵ线性下降，直到tl时刻，VMl等

于‰，Ⅵ为零，模态2结束。

l：虿o：

l：五嚣：簿配瞬轴辫揶薅塑懈圈一翻微圈五￡：五茹：虿o：下誓中皤黼避黼蹲一嚼鎏@塑螽誓塑


③模态3【，l，，2】，[参考图3-2(c)]

fl时刻后，yM大于输入电压％，各绕组“★”端变负，M3、M4经过短暂的换

流过程后，^毛截止，^矗导通，奶反向：ib=一kiL，由k向负载提供能量。厶与Cl、

C2发生谐振，v枷继续增大，0开始减小，变压器开始复位。t2时刻，1j_^，l等于"％．，模态3结束。需要说明，在硒、蚴的换流过程中，变压器副边被短路，vd=O。由于

换流过程很短，本文不对M3、M4的换流过程做专门的模态分析。

④模态4【t2，t3]，[参考图3-2(d)]

t2时刻，vM-i等于％产％，，^如的反并二极管导通，此时可以零电压开通^如。‘

经尬流通，则‘与尬的电流眺相等。各绕组“★”端为负，尬截止，脑导通，

继续由三。向负载提供能量。yM被箝位在％+P矗，P矗加在厶上使变压器复位，由

于％，基本不变，‘线性减小，Vd等于kVc,。t3时刻，‘=0，进入下一模态。令Ioc

为‘的直流分量、％为奶的直流分量(％<o)，显然t3时刻，有：

i．=l Dc；一Ib=k／。 (3一1)

⑤模态5f，3，f4】，[参考图3-2(e)]

t3时刻后，在％．的作用下，fm继续减小。同步整流管的导通情况及咐与模态4

相同。原边绕组电流扫反向增加，‘继续经尬流通。

⑥模态6【t4，ts]，[参考图3-2(f)]

t4时刻，关断辅管^毛，各绕组“★”端仍然为负，同步整流管的导通情况不变。

‘继续反向增加，并从^龟转移到cI、c2中，给Cl放电、c2充电，使y枷减小。该

模态与模态3类似，是厶与c1、c2发生谐振的过程。到，5时刻，y^n=％，Vd为零，

模态6结束。t5时刻，i。达到最小值厶《min)，如达到反向最大值。

⑦模态7[，5，td：

t5时刻后，v枷小于输入电压％，各绕组“★”端变正，Ms、M4开始换流，则

副边反射到原边的电流讳从一舫。正向增加，‘也正向增加，用于给cl放电、c2充电

的电流逐渐减小，‘满足：

iP=i。+f印≈f。(a)ia)+f印 (3-2)

根据‘的不同，电路可有两种工作状态：

a)ip<O：v^，l继续减小，模态图与图3-2(g)对应。如果钿。。)足够小，则可以在M

开通之前，使VMI减小为零，实现M的零电压开通。随着ip的逐渐增加，当‘=O时，

电路转入b)状态；

39


b)‘=0：VMl不再减小，保持在输入电压％，副边两个同步整流管同时导通，变

压器被短路，磁化电流进入自然续流状态，基本不变，‘继续保持为o。直到t6时刻，

^而开通，模态结束。模态图与图3-2(h)对应。图3-1Co)所示的模态7的波形大都是属

于这种状态。实际电路调试中，会将这段时间尽量减小，以提高电路的效率。

3．2．2 FFAC变换器的基本关系

令电路的开关频率为工、主管M的占空比为D，则FFAC变换器的基本关系如

表3．1所示，其推导方法与其它电路相同，文中不作叙述。

表3-1 FFAC变换器的基本关系表

输入、输出电压间关系箝位电容电压电感电流脉动

(Vo-％) 陆 AiL

圪2等％。％=篇肾氅等M、尬的电压应力 M3、肠的驱动电压％、肠的电压应力

Vm、Vm ‰)、V9044) ‰、‰

v一。，Vo。N9Y Vg(M3)----Vi，。 VM3-2l—voD

’“‘一M2—2．D．(1一D)．M矿：上L

VM4"=丘D7

g(M4)一1一D

3．3 IM-FFAC变换器

3．3．1 IM变换器的推导

用第二章给出的推导IM变换器的方法，由图3-l(a)可以导出三种磁集成FFAC

变换器(IM．FFAC)。如图3—3所示，为便于分析。分别令三种nd变换器中的磁件为

A、B、c。图3-3中，咖卜4,2、4,3分别表示磁芯三个磁柱的磁通，Ⅳ工是万绕组的

绕组匝数，其它变量的定义与图3-1(a)完全相同。磁件A、B可由FFAC变换器中的

电感和变压器解耦集成得到，A、B的差别只是绕组连接方式不同：A中豇从彤绕组

的“★”端流进，B中垃从彤绕组的“★”端流出。磁件C是由磁件A经过绕组拆

分和绕组合并变换得到(如图3-4所示，变换条件：帆=M)。变换磁件A、B还能

得到其他的IM，但绕组结构太复杂，文中不作讨论。

分析三种磁件，可看出磁件C的漏感影响较大， C中的口6绕组与矿绕组不在

同一磁柱，绕组间漏感大，会引起较大的电压尖峰，增加电路的循环能量和同步整流40


管的换流时间，而降低电路的可靠性和效率。因此，后文只比较A、B对电路的影响，

并进行选择。

为方便起见，在后文中，仍沿用通常的称谓：称口6绕组为原边绕组、耐和Pd

绕组为副边绕组、店绕组为电感绕组。

(a)采用磁件A的IM-FFAC变换器

(b)采用磁件B的IM-FFAC变换器

(c)采用磁件C的IM—FFAC变换器

图3-3 IM-FFAC变换器

4


口

6

(a)磁件A

当Ⅳ￡刊：—————◆绕组合并

3．3．2 IM的等效电路

口

6

根据源转6移法拆分

绕组也——————◆

(b)拆分A中绕组地所得到的磁件

(c)绕组合并后得到的磁件C

图3．4由磁件A导出磁件C的过程

1．IM的等效电路的推导

令妒l、咖2、九所经磁路的磁阻分别为绳、Q、氏，根据第二章建立的磁件等效

电路的通用模型可得到磁件A的等效电路，如图3．5所示，图中(b)是根据磁件等效电

路的通用模型直接得到的磁件A的等效电路，图中(c)是将图∞整理、变换后得到的磁

件等效电路。为与传统的等效电路推导方法做比较，文中还给出由磁件A的等效磁路导

出其等效电路的过程，如图3-6所示，其中ip、i2、i3、屯分别为西、ed、car,∥绕组的

电流。图3_6中，(a)为磁件A的等效磁路模型，∞是(a)中磁路模型的对偶图，(c)是将(b)

尺度变换后得到的电流磁链关系图，(d)是磁件A的等效电路。两种方法得出的等效电

路相同，相比之下，根据磁件等效电路的通用模型推导磁件等效电路要更加简单、快捷。

(a)磁件A结构示意图秭直接写出的等效电路(c)整理后的磁件A的等效电路图3-5利用磁件等效电路通用模型推导磁件A的等效电路


，

(a)磁件A的等效磁路(b)等效磁路的对偶图 (c)电流磁链关系图 (d)磁件A的等效电路

图3-6由等效磁路推导磁件A的等效电路

改变磁件A的等效电路中匝数为帆的绕组的同名端，就得到磁件B的等效电路。

2．分析IM对FFAC变换器性能的影响

(a)采用磁件A的lM变换器的等效电路 Co)DM变换器

图3．7 IM．FFAC变换器与DM．FFAC变换器的比较

为便于将IM．FFAC变换器的等效电路与DM变换器做比较，不妨做以下定义

Lm=N?|虢。厶=M2／豌 (3．3)

k=N÷|钒。

可见，IM的等效电路实际是通过三个电感参数反映其三个磁阻的作用，其中／；23

表明了兜对磁柱1上的各绕组与磁柱3上的电感绕组之间耦合程度的影响：兜增大，

工23减小，耦合变强；盹减小，三23增大，耦合减弱。

根据式(3．3)的定义，可得到采用磁件A的IM变换器的等效电路，如图3-7(a)所

示。对比IM变换器的等效电路和DM变换器(图3．7(b))，可以看出：

①与DM变换器相比，IM变换器的等效电路基本不变，只是∥之间并联了一条

与变压器各绕组(ab、cd、ed)建立耦合关系的支路，使电路中的电流发生改变；

②IM变换器和DM变换器的基本电压关系相同，包括输入输出电压间关系、箝

位电容电压、^氟～地的电压应力、M3和尬的驱动电压(参见表3．1)。下面简要说

明如何推得上述结论：由于IM变换器和DM变换器都满足如绕组在一个周期的伏


秒积分为零，因此D相同时箝位电容电压陆不变；既然％、％相等，所以D相同时，IM变换器和DM变换器的d点电压相同；由于IM变换器和DM变换器的输出

电压％都等于d点电压的平均值，因此IM变换器和DM变换器的输入输出电压间

关系相同；相应可推得IM变换器和DM变换器的其他基本电压关系相同。

③与DM变换器相比，IM变换器中主要是iL脉动、“与iL之间的匝比关系发

生改变，电路基本工作原理不变，模态划分与DM变换器相同。

磁件B与磁件A的等效电路差别只是绕组的同名端不同，上面的结论对采用磁

件B的IM变换器也成立。

由于IM的等效电路较复杂，不便于分析，下面直接通过磁路分析研究IM对FFAC

变换器电流的影响，同时得出磁件的设计依据。

3．3．3 IM变换器的磁路分析

电路采用磁件A或B，其分析过程相同，本节只给出采用磁件A的IM．FFAC变

换器的磁路分析过程。

参考模态分析结果，可将磁件A的状态分为两个阶段：

①阶段1(含模态l、模态2、模态7a)：

如图3-8(a)所示，磁件A各绕组“★”端为正，中I、∞2增加，屯经耐绕组、矽

绕组流通，il=豇，磁件的等效磁路如图3—8@所示，满足方程(3-4)、(3-5)：

也‘飒2=N，‘‘一Ⅳ，·t一办·吼l(3-4)

如·吼2=九·9t3一NL·iL (3-5)

由于模态2、模态7时间较短，该阶段以模态l为主，占用的时间段近似为[O'D刀，

各绕组电压满足：

k·Yab=Vcd=”如=k·％ (3-6)

Vdf=k·‰一Vo (3·7)

②阶段2(含模态3～模态6)：

如图3-9(a)所示，磁件A各绕组“★”端为负，中t、如减小，iL经耐绕组、∥

绕组流通，i2=iL，磁件的等效磁路如图3-9(b)所示，满足方程(3．8)、(3．9)。为便于分

析，定义图3-9(a)r扣‘的电流正方向与阶段1中相同。

戎·婀2=Ne·‘+札·iL一旃·吼。 (3-8)


办·吼2=九·9t3一NL·iL

由于模态3、模态6时间较短，该阶段以模态4、模态5为主，

似为【D瓦刀，各绕组电压满足：

k·"Pab=Ycd=V出=一k·P-c，

vat-=k’％一Vo

(a)磁件A示意图 (b)

图3-8阶段1中磁件A及其

(3—9)

占用的时间段近

(3-10)

(3-11)

(a)磁件A示意图 Co)磁件A的等效磁路

图3-9阶段2中磁件A及其等效磁路

考虑模态7b时间很短，没有给出该模态中磁件的等效磁路。

3．3．4 IM变换器基本关系

1．IM变换器的基本关系

由于IM．FFAC变换器的基本电压关系与DM变换器相同，这里只分析IM．FFAC

变换器的电流关系，电压关系参见表3．1。除特别说明，以下公式对采用磁件A或B

的IM变换器都适用。

·电感绕组的电流脉动AiL

先说明如何推导磁件A的电流脉动A iL。由式(3·5)得：

Ⅳ￡·AiL=吼3·A九一吼2·△唬 (3-12)4S


将磁件A中的磁通变化关系△红=△改+△死代入上式可得：

肾盟型等型血 (3．13)

用同样的方法可推出采用磁件B的电感绕组的电流脉动：她=盟坐垮幽(3-14)如果在【O，D刀中，电感绕组的电流增加，则4／t>o；反之，则A／t<o。

由式(3-13)、(3-14)可看出，当I△庐，I>>I△九I，4屯主要由兜和△办决定，盹越

大，电流脉动越大。

当中柱气隙很小或导磁面积较大，有盹<<两，则电感绕组的电流脉动近似为：

小警N 2背N 2㈤‘

，，2．，：、 7

上式中利用了电磁感应定律来求得△珐。

参考式(3．3)中L。的定义。则有：

她4最专’0-2．D)2 (3。16)‘

-Lo·{sj 一

上式与采用DM的正反激变换器的电感电流纹波公式相同。

2．箝位电容中的电流脉动4b和电压脉动4}矗

·电流脉动4fc，

djc，就是扫在[DT，玎中的脉动电流。根据阶段2中磁件的磁路方程式(3-8)可得

到其表达式。

采用磁件A或B，都有：

肾l业巡划 (3-17)

参考IM的等效电路，可知上式中孵．·A#,／N。对应于等效电路中的磁化电感电流

脉动，N，-AidN，是屯经副边绕组折射到原边的电流脉动、孵：·△办／Ⅳ，对应于流经

￡23的电流折射到原边的电流脉动。

对于磁件A，根据磁通关系。式(3-17)可展开为：


肾l等一等铲+趾≮卿㈤对于磁件B，根据磁通关系，式(3．17)可展开为：

肾I警一等铲+趾鼍删限柳由式(3—18)、(3-19)可看出：①采用磁件A，当l△≯．I>>}△九I，则晓越大，c，

中的电流脉动越大；②采用磁件B，当I△妒。I>>I△九I Jj-NL>Ns，则纯越大，G中的

电流脉动越大；当帆等于M，4b与盹无关。

·电压脉动4％．

△％=《学 (，_20)

参数设计时，根据电压脉动A y＆来选取c，。

3．尬的电流应力

·蚴导通时，流过的平均电流％

令电路的效率为刁，根据能量守恒定律,-7口A得到‰为：

枷赫=镨 pz·，

·M的电流脉动Aiuq

4锄等于‘在【O，D刀中的脉动，根据阶段1中磁件的磁路方程(34)．-1得到其表达式。

采用磁件A或B，都有：

‰-l业挫判 r3·22)

上式中吼·‘△畦／Ⅳ，、M‘AiL／N，、％·△办／Ⅳ，与IM等效电路电流脉动的对应

关系同式(3．17)。

对于磁件A，根据磁通关系，式(3．22)可展开为：

△iu一= (3—23)


对于磁件B，根据磁通关系，式(3-22)p7展开为：△。。=Ia_KⅣ：，N+背+i垒-』上垒二_3j妒(，-z4)分析式(3—23)、(3-24)可知：①采用磁件A，当I△矿。|>>I△≯3 I且NL>N,，则Q越

大，M的电流脉动越大；当NL=M，Mi的电流脉动与Q无关：②采用磁件B，当

I△妒．I>>I△≯，I，则盹越大，MI的电流脉动越大。

·根据以上结果，由峰值电流、有效值电流的定义就可求得^而的峰值电流1．t41加有效值电流‰，。。

4．飓的电流应力·^毛流过的电流与c，中流过的电流相等，稳态时流过的平均电流为零。

·^如的电流脉动4“把与c，中的电流脉动相等，满足式(3．17)。

·根据以上结果，由峰值电流、有效值电流的定义就可求得^毛的峰值电流如砧

和有效值电流％．一。

3．3．S磁件设计依据

IM磁芯的各个磁柱工作状态不同，应综合考虑各部分的磁密设计磁件。下面给

出磁件A、B各部分的磁通和磁密表达式。

由法拉第电磁感应定律及磁件的磁通关系可推得磁芯的交变磁通△谚(／=-1，2，3)：

对磁件A

”磷2赤蜘笔群△晚=△氟一△珐

r3-25)

f3-26)

(3-27)

对磁件B： △晚=△珐+△戎 (3-28)

由(3-25卜(3-28)可看出：

①妒l的变化与D无关，总是在【O，or]增加，【Dn刀减小；

②咖3的变化与D有关：当D<0．5，毋3在【o，D刀增加，【DL刀减小；当D>0．5，

则反之。

③由①、②可知两侧柱的交变磁通的相对方向不固定，时而交变磁通的方向相同，48


时而相反，所以无法通过一定的绕组连接方式使两侧柱的交变磁通总能在中柱互相削减。

令彳疋卢l，2，3)分别为磁芯的三个磁柱的导磁面积，则可得到磁芯的交变磁密ILxB,I：

蚓：掣(f-l'2，23)(3-29)4

稳态时，【DT,刀中原边绕组电流的直流分量为零，电感绕组电流的直流分量、副

边绕组(cd绕组)电流直流分量等于输出电流厶，贝IJ[DT,刀中磁件A、B的等效直流

磁路如图3．10所示，根据线性叠加原理，很容易能求得三个磁柱的直流磁通毋出1、

fbd。2、日bdc3，参见式(3—30)、(3—31)。

对磁件A：

对磁件B：

(a)磁件A的等效直流磁路 (b)磁件B的等效直流磁路

图3一10【DL 7丁中磁件A、B的等效直流磁路

击：笠：垫z±里3j：厶±厶：丝：墨2‰1一吼I．飒2+孵2．吼3+吼1．9t3小嵩幕燃 ps。，

击一笙：墨2：厶±厶：盟：垒I±墨2)‰3一吼1．吼2+912．孵3+911．吼3

小攀掌施轰学伽卷攀黼仔，·，

小≮嚣嚣葛等根据直流磁通的表达式进而可求得磁通密度的直流分量岛“卢l，2，3)及最大磁密

氐。神(卢l，2，3)，如式(3-32)、(3-33)所示。

％=丸／A, (f=1,2，3) (3．32)

骂《眦)=I必㈣)I／2+I％(眦)l (f=l，2，3) (3．33)


由(3—30)、(3—31)可看出：

①不同绕组连接方式副边绕组(cd绕组)和电感绕组产生的直流磁通的作用效

果不同：磁件A的绕组连结方式使两绕组产生的直流磁通在中柱互相削减、侧柱互

相叠加；磁件B的绕组连结方式使两绕组产生的直流磁通在侧柱互相削减、中柱互

相叠加； ·

②当绕组匝数、绕组电流、磁件磁阻相同，磁件A中柱的直流磁通小于磁件B，

磁件B侧柱的直流磁通小于磁件A。

对常用的磁芯有2A1=A2=2A3，令三个磁柱的气隙分别为gl、92、93，结合磁阻与

气隙的关系喁】(认为磁阻主要存在于气隙中)，则磁芯的直流磁密公式可简化为：

对磁件A

对磁件B：

艮。：垃生“簪鱼鼍出盐LgI’92+92‘93+zgl‘93

屯：：址坠销型哄u盥(3-34)gI。92+92’93+zgI‘93％，：垃生生型监盟善蚓

gI‘92+92+93+zgl‘93

8．．：鳗：丝：厶：丝玉±＆2二＆：生：生：星2“1

gI·92+92·g，+29l·93

玩：：越坠譬也粤u＆ (3彤)

玩，：址坠列纽盈粤趟山盈

其中：go=4厅·10～H／m。

由(3-34)、(3-35)口7"看出，当gl、92、93、厶相同，磁件A中柱2的直流磁密小于

磁件B，磁件B两侧柱的直流磁密小于磁件A。

92=o gI=93<窖2 gI=譬2兰93

(a)1# (b)2# (c)3#

图3-1 1磁芯的三种气隙结构

目前常用的气隙结构有三种，如图3一ll所示：①中柱气隙为零，即92=0，称为


群l；②气隙集中在中柱，两侧气隙相等，即91=g水92，称为#2；③三个磁柱气隙相

等，即gl=92=毋，称为撑3。将A、B两种绕组连接方式与三种气隙结构组合可得到

六种具体的磁件，分别称为：拗l、#A2、物3、粕l、#B2、#B3，A、B对应绕组连结

方式，下标l、2、3分别对应图3．11中的三种气隙结构。将气隙关系代入式(3．34)

或(3．35)就能得到相应的磁件设计公式，由于篇幅限制文中不一一给出。

当92=0，IM两侧柱的直流磁密公式与DM的完全相同，如式(3．36)所示，这是

因为92=0时，中柱的磁阻远远小于两侧存在气隙的磁柱，磁件的集成方法属于解耦

集成，磁件两侧柱的磁密不受集成的影响。

3．3．6小结

通过分析IM对FFAC变换器的影响，可知IM不影响变换器的基本电压关系，

但会改变变换器中的电流关系，尤其是影响各个电流脉动，通过分析IM变换器中的

电流关系可知：当a6>>△如，各电流脉动一般都随着中柱磁阻兜的增加而增大。

通过分析磁件中的磁通关系可知：

①IM．FFAC变换器中磁件两侧柱的交变磁通的方向关系不固定，无法通过一定

的绕组连接方式使两侧柱的交变磁通总能在中柱互相削减。

②不同绕组连接方式副边绕组(ed绕组)和电感绕组产生的直流磁通的作用效

果不同：磁件A的绕组连结方式使两绕组产生的直流磁通在中柱互相削减、侧柱互

相叠加：磁件B的绕组连结方式使两绕组产生的直流磁通在侧柱互相削减、中柱互

相叠加。因此，磁件A有利于中柱磁密的减小，磁件B有利于侧柱磁密的减小。

3．4 IM的设计

为验证磁集成技术在FFAC变换器上的作用，在实验室设计完成一台输出5V／30A

的原理样机。本节主要讨论电路中IM的选取和设计，同时给出主电路参数的设计结果。

3．4．1电路设计指标

输入电压范围(直流)：36V～72V

最大输出电流：30A

输出直流电压：5．0V

输出电压变化范围：≤±0．2％

聊

旨糟羞＆跏

跏


3．4．2磁件设计前相关参数的确定

1．开关频率的确定

高频化有利于减小磁件体积、却会增加器件的损耗，当频率提高到一定程度，同

步整流管相对肖特基二极管的效率优势也不存在【81，综合考虑变换器的体积、效率，

以及常用控制芯片的频率范围等，选取开关频率为300kHz。

2．匝比NplNs的选取

考虑线路中的压降”及同步整流管上的压降，则输入输出关系变为：

圪：孚．吒．D_巧～Io R。，(3-37)』VP

假设满载时线路中的总的等效压降(包括同步整流管上的压降)约为0．4V，根

据上式，按最大输出电压和满载电流计算，可得：

5．1：孚％D以4(3-38)』VP

为保证变换器在低压时可输出满功率，不妨取36V输入时／9=。=O．7，根据式(3—38)

求得：虬／M。9：1。由于电流较大、电路开关频率较高，取Ns=1；为便于将曲绕组

与cd、如绕组夹绕，不妨取地=8；则实际匝比为8：l。

3．同步整流管的选择

根据确定的匝比，计算得^毛、^矗的最大电压应力分别为12．75、，、18'V，实际选

用IR公司的IRL3803S。为提高变换器的效率，用两只MOS管并联构成一只同步整

流管，根据IRL3803S的参数，则结温100。C时两管并联的jo=O．0045 Q，当输出电

流为30A时，降落在整流管上的电压约为0．135V。

4．选取输出滤波电容并确定|△f。I的要求

在高频场合，输出纹波主要由电容的等效串联电阻ESR引起。为减小输出纹波，

用两只低ESR的电解电容并联作为输出电容，每只电容耐压为10V、容量为2200uF、

ESR为40mQ。通常要求5v电压的输出纹波(不包括高频噪声)小于50mV，根据

输出电容的ESR可知I△f，l的允许范围：

邮恶=2．5A(3-39)3．4．3磁件的设计

磁件的设计是IM变换器设计的重点。


1．磁芯型号的选择

考虑高频时磁芯损耗较大，不妨取AB。=0．1T，考虑所及R，的影响，根据式(3-29)

计算得Al为0．902cm2。根据计算结果，选用两副E128的磁芯(898厂生产)并绕，

磁芯牌号为2KBD，合并后磁芯的几何参数如表3-2所示，其中，Qmi。为磁芯的最小

窗FI面积，计算时考虑磁芯尺寸变化：以为磁芯的总体积，圪l、圪2、圪3分别为三个

磁柱的磁芯体积。重新计算磁柱1中的交变磁密为：曲。=O．11 T。

表3-2IM磁芯的几何参数

＼数磁芯几何参数

旧＼ _l／A3(em2) A2(em2) QrlIill(cm2) 啊cm’) v,dv,3(cm3) 圪2(cm3)

I两副E128 0．85 1．7 66 9．576 3．097 3．383

2．IM的选择及气隙、磁阻参数的设计

3．3．5中指出，有6种不同结构的磁件可供选择，下面从中择优。

·比较6种磁件对电流脉动的影响

不妨取NL=2，考虑占空比的变化，根据式(3．29)计算得：△破=8．333×10“Wb、

△以。。、=1．65×10“臃，显然l△≯，I}=t lA驴，l小较多，根据前面的分析可初步判断采用

柏l、#Bl电流脉动最小，因为6种磁件，#Al、样Bl的磁阻兜最小。下面通过计算比

较6种磁件对陋屯l、△0。的影响。计算过程分为两步：

①依照电路设计指标和表3-2的磁芯参数，取相同的最大磁密B一，根据式(3-34)、(3-35)，完成6种磁件的气隙参数和磁阻参数的设计，设计结果如表3．3所示。

表3-3磁件的气隙参数和磁阻参数设计结果

＼参数 6种磁件的气隙参数和磁阻参数设计结果

＼她(H‘1) 93(mm) qb(H‘1)

方案＼ gl(mm) 氏(H‘’) 92(mm)

桕· 01525 1．428×106 0 O 0．2595 2．429×106

鲥2 0．2103 1．969×106 0．6587 3．083X 106 O．2103 1．969×106

拟3 0．2271 2．126×106 0．2271 1．063X106 O．227l 2．126×106

#B1 0．153 1．428X 106 0 0 0．2595 2．429×106

#B2 01207 1．13×106 0．3 1．404×106 0．1207 1．13×106

#B3 0．1622 1．519X 106 0．1622 7．593×105 0．1622 1．519×100

设计条件：％：36V-72V、Io=30A、口。。=o．3T、磁芯几何参数见表3-2


②利用①中的计算结果，根据式(3·13)、(3-14)、(3—23)、(3-24)计算满载时协屯J、

△0-。用Mathcad软件编制计算程序，得到图3-12、图3-13所示的IAiLf、Ai^，．对比

曲线。由于鲥l、#Bi的电流脉动完全相同，曲线重合，所以图中只有5条曲线。计算

的电流脉动对比结果与分析结果相同：6种磁件中，采用解耦磁件物；、粕l，其电路

中的电流脉动陋f。|、△0。最小。采用#A z、#BI，电路的最大电流脉动分别为：

|△f。I一=2．013A<2．5A、AiM．，一=1．864A。l△‘I刚好满足式(3-39)的要求，可见取NL=2是合理的。

A0，¨)

桕^ [竺!一，y／一⋯C曼⋯⋯

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-_一!!鲶3 厂劓-帖．——————一

} I I

s4

‰(”

图3-12不同磁件的电感绕组电流脉动对比图3—13不同磁件的主管电流脉动对比

表3-4棚l、#两磁密参数的对比

＼参数磁心型号最大交变磁最大直流磁密晟大磁密磁八密衄。占酬m“) B(m“)

#4l的磁心型号及中E128+E128 0．058T 0．022T O．051T

柱2的磁密

#目的礅0型号及中E128+E128 0．063T 0．269 0．3T

柱2的磁密

#41#马／ O．1lT 0．245T O．3T磁柱1

的侧柱

／／ O．019T 0．29lT O．3T磁柱3

磁密

72

72


·比较挂4l、抖口l磁芯磁密的差别

表3-4给出糊l、粕l和DM的磁密参数数据，由数据比较可以看出：拗l中柱的

交变磁密和最大磁密都小于#Bl，拟I更利于磁件体积的进一步减小。

·根据以上比较结果，选用劓。。

·等效电感工曲、L#f

为便于磁件的测试、制作，应给出磁件在其它绕组开路时a、b两点间的等效电

感厶b及d、f两点间的等效电感三护根据磁件的等效电路可得到：

N2

k 2k 2等244·6“H(3-40)

o=厶=等=1．645坩 (3_41)

3．磁件的绕组设计和窗I=1面积的校核

具体设计方法和过程参见【9】，下面直接给出设计结果，见表3．5。

表3—5中&6、s耐、S如表示各绕组所占的面积。为减小绕组损耗，并绕的铜皮之

间要加绝缘材料。

表3-5磁件的绕组设计和校核

＼＼参数窗口I 校核填充系数凰

绕≥＼匝数铜皮：(厚度×层数)×宽度(mm2)

K。=SdN#+SaQN,蛳j口6绕组 8 (o．05X3)X80．05×3×12×8+0．2×3×12×2

耐绕组 l (o．2X3)X I66

如绕组 l (o．2X3)x 1 =0．43

＼＼参数窗口2 校核填充系数凰

绕≥＼匝数铜皮：(厚度X层数)×宽度(mm2) Kr％Ⅳt—o·7×12。8-0．26∥绕组 2 (0．2X 3+o．1 X 1)X2

。

Q 66

注：为了准确计算，在算绕组面积时，不是用实际绕组的宽度(8mm)而是采用磁芯的腔深

数据12mm。

4．实际磁件的参数

最后测得实际磁件的等效电感Lab、厶矿为：Lat,=40uH，厶严1．6uH，根据式(3-88)、

(3．89)折算为磁阻有：硒=1．6X106H～、兜=2．5X106H一，重新计算的最大电流脉动


分别为：IAi。I一=2．101A、AiMI．。=2．074A。将副边一个绕组短路，从原边测得

的漏感大小为1．07 uH。

3．4．4尬、尬以及C的选取

1．主管尬和辅管M2

根据磁件和同步整流管的参数，计算得：‰(。。)=‰(max)=103V，％，pk(max)=8．703A，IMl，rms(m“)=5．952A，如，pk(m“)=o．975A， IM2。Ⅲ(m目=O．376 A，考虑

裕量，主管选IRFP250，电压定额为200V，导通电阻R。1=o．085 Q，等效输出电容

Ckl为780pF；辅管选IRF640，电压定额为200V，导通电阻Ro,a=O．18 Q，等效输出

电容co缸为430pF。

2．钳位电容C的选取

根据％，的公式计算得cr承受的最大电压为55．2V。考虑极限情况，当蚴、^如

直通，电容的最大耐压为72V。

根据电压纹波△p，cr选取电容值。不妨令A p，c，≤0．2Vc,，由式(3．20)可得：

c，≥篇券 cs蚴

由上式，可求得在整个输入电压范围内满足纹波要求的最小容值为：o。i。)_O．127uF。

结合电压应力和纹波要求，实际选取O．1uF、耐压为250V的CBB62高频电容。

3．5 IM和DM的比较

表3．6IM、DM磁密参数的对比

＼参数磁芯型号最大交变磁最大直流磁密最大磁密磁件＼密战玩蛐w) 鼠删

IM(#A1)的磁芯型号 E128+E128 0．058T 0．022T O．051T

及中柱2的磁密

DM的电感 E128 0．019T O．29lT O．3T

磁芯及变压器E128 0．1lT 0．245T O．3T

磁密

为比较IM和DM，按同样的输入输出指标进行了DM的设计，表3-6给出IM(#A1)

和DM的磁密参数数据。由于IM侧柱l、3的磁密分别与变压器、电感的磁密相同，

表中未专门给出其侧柱磁密参数。由数据比较可看出：IM中柱的最大磁密远远低于56


DM，其交变磁密也远小于变压器，IM中柱磁芯利用率很低。这是由现有磁芯的几何

特性所决定。用现有的对称磁芯设计IM，经常会出现磁芯的利用率不足，而限制了

IM作用的发挥。要充分发挥IM的作用，应设计专门的磁芯，进行IM的优化设计。

下面不受磁芯尺寸的限制，分析IM可能起到的作用。

1．IM和DM的铁损对比

根据IM、DM的最大磁密查表计算，可估算采用常规磁芯的IM和DM的铁损。

由于磁柱3和电感磁芯中的交变磁密很小，损耗很小可以忽略。通过查表可知：如果

--g,J E128磁芯的磁密与磁柱l相同，则损耗约为3．2W；如果一副E128磁芯的磁密

与磁柱2相同，则损耗约为O．1W；根据查表结果，按照磁芯实际尺寸进行折算，铁

损估算结果见表3．7。由估算结果可知。IM可比DM减小1．06W的铁损。假设变换

器满载时效率为0．9，采用IM后效率可提高0．64％。

表3—7IM和DM的铁损估算结果

＼＼损耗磁柱1铁损磁柱2铁损磁柱3铁损总铁损

磁件＼如Kw) e／a(w) 靠3(w) 靠(W)

IM 2．069 O．07l 忽略 2．14

变压器磁芯铁损(W) 电感磁芯铁损(W) 总铁损(w)

DM3．2 忽略 3．2

2．磁芯尺寸的改进

由于IM磁芯侧柱的利用率较高，只减小中柱的面积。不妨令中柱的最大交变磁

密为O．11T，则中柱面积可减小到原面积的52．7％，最大磁密为O．097T。对于E128磁

芯，中柱的用铁量占总磁芯的35．3％，按照上述方法，IM的磁芯比DM可减少约

16．7％。如果增加中柱的最大磁密，磁芯还能进一步减小。

3．小结

由IM和DM的对比可知：

①相同磁芯，IM的铁损小于DM；

②优化磁芯尺寸，相对于DM，IM的磁芯体积可减小16．2％：


3．6 IM．FFAC变换器的损耗分析

为保证工作的完整性，本章用一定的篇幅进行IM—FFAC变换器的损耗分析，以

提出提高效率的有效措施。在已有的大量损耗分析研究成果的基础上，本文对以下几

点进行了更深入的分析：

1．证明主、辅管漏源极间的电容C卜C2都会增加主管的容性开通损耗，不考虑

电路中的杂散电感和电阻，则两者等效。这个道理实际很简单，之所以专门指出，是

因为在相当数量的设计人员中存在一个错误的认识：辅管是零电压开通，所以在辅管

漏源极间外并电容不会增加容性开通损耗。

2．为分析外并电容对损耗的影响，给出了主管关断损耗的近似计算公式，并通

过仿真研究给出外并电容的参数选取依据。

3．提供了同步整流管反向恢复损耗的近似计算公式。

3．6．1损耗公式的推导

整个变换器的损耗Pfd。主要包括主管损耗P^n、辅管损耗Pm、整流管的损耗尸0、

磁件损耗P。，即：

‰=巳l+匕2+o+‰ (3_43)

变换器的效率J7相应为：V 7

rl=万rL2．+IQe(3-44)下面分别给出各项损耗表达式。

1．主管损耗‰·主开关管开通损耗‰：M的开通损耗主要包括两部分：容性开通损耗只、开通过程中反射到原边的负

载电流与管压降交叠引起的损耗Pv，，即：

只。=只+R(3-45)

①M的容性开通损耗Pc

以往分析只，只考虑蝎漏源极间的电容cl的影响，却忽略了^如漏源极间的电

容c2的影响111,12]。如图3-14(a)所示(省去磁件副边的电路)，在蝎开通过程中，C1

的放电电流fcl、c2的充电电流也都要流经^而，所以都会引起^而的容性开通损耗。

由于输入电压、G两端电压基本不变，忽略电路中杂散电感和电阻的影响，则图3．14∞)

与图3-14(a)等效，说明Cl、C2对只的作用等效。为了更好的说明cl、c2对只的作5R


用，下面从图3-14(a)出发推导Pc的表达式。

(a)开通过程的电路示意图 (b)M开通过程的等效电路

图3一14M开通过程的电路示意图

如图3-15所示，令h表示^而开通前的初始电压，zk表示^而的开通时间。则

M的容性开通损耗为：

只=r V。．·(f。。十f。：)tdt(3-46)

电路还满足：

其中 L=IM!--垃2 (3·52)


·尬的关断损耗B棚以往进行损耗分析时，要么忽略了MOS管的关断损耗[1lj2]，要么用求解尸。的方

法估算P。们【l孤，这两种方法都不能反映MOS管漏源极间的电容对关断损耗的影响。

而在实践中发现，在一定场合适当外并电容可以提高变换器的效率。为此，考虑MOS

管漏源极间的电容的影响，给出关断损耗P。仉的近似计算公式。

假设关断时iMl(不包括流进cl中的电流)按照线性规律变化，如图3．15所示，

由关断前的如线性减小为零。考虑磁件原副边绕组间漏感、线路杂散电感的影响，

认为关断过程中柏与转移到cl、c2中的电流fc的总和基本不变，即抽+fc=如，所

以转移到cl、c2中的电流ic线性增加，令蚴的关断时间为z蕊则关断过程M的

电流、电压满足式(3-53)，相应可积分求得只聊。

其中：

葚1瞢精≤士‰2i‘劳面2景≤高m训I一一警

％，=正·r‰·iMt"at·尬的通态损耗Po。l

(3—53)

r3-54)

(3—55)

只。l=，Ⅳ．．，，2-R。。 (3—56)

其中R。l为M的导通电阻

。主管的损耗‰：匕．=匕+％l+P娴l

2．辅管损耗％辅管M2的损耗主要是通态损耗。假设M2的体二极管导通后，

为正，则可用^如的导通电阻R啦来计算辅管损耗：

匕2=lu2Ⅲ‘·R。2

(3—57)

其驱动电压很快

f3—58)

3．同步整流管损耗P0

同步整流管膨、M4的损耗主要包括三部分：导通损耗‰13、栅源极问的输入电容引起的驱动损耗匕、体二极管的反向恢复损耗尸，r，即：

o=圪。3+乞+易 (3—59)

60


假设Mj、M2参数相同，进行下面的损耗分析。

·导通损耗尸矗。3【14A5]

P。。3包括两部分：电流流经MOS管沟道引起的损耗、电流流经MOS管体二极

管引起的损耗。假设M3、M4的导通电阻为尺，，体二极管的导通时间为f如d，体二极

管的导通压降为阼，忽略电感绕组的电流脉动，则有：

P。3=e·R，，·(1一k“·丘)+L·咋·，女“·， (3-60)

·M3、尬的驱动损耗B令％为蝎、^矗栅源极间的等效电容，则：

1 ．．

0=÷c舻’正’(K(^，3)‘+匕t^，·)2) (3-61)二

·体二极管的反向恢复损耗厶

图3．16为M3、M4体二极管的反向恢复时两端

电压Vs,-d、反向恢复电流fr，的波形，图中。为反向

恢复时间。由于M、o很复杂，计算时用图中所示的虚线代替实际的电压、电流曲线估算反向恢复损

图3-16体二极管反向恢复波形

耗P，。图中如。为电流0在。时间内的平均电流值，即：

。

o南+o=j”o‘dt=“ (3-62)

上式中，Q，，为尬、尬体二极管的反向恢复电荷。

由于^毛、^矗反向截止前的电流基本相等，两管的‘。基本相同。根据上面的假

设，可按下式近似计算反向恢复损耗：

P户P州3+P，Ml=}s·tl‰“i，“dl+℃‰“k“at)工．(％3+‰．)．，。。．，。(3-63)2————丁—一

结合式(3—62)，则上式(3-63)又可写为：1

乓=÷(％，+％．)·绋-工 (3-64)‘

显然，用这种方法估算的反向恢复损耗要略小于实际的反向恢复损耗。

4．磁件损耗n唧

由于磁件的绕组匝数很少，设计绕组时已充分考虑了集肤效应的影响，且磁件的

气隙较小，磁件的铜损较小，所以P脚。主要是磁件的铁损。由于所选用磁芯的厂家

未提供磁芯损耗计算的经验公式，实际计算铁损时主要通过查表计算。


3．6．2变换器的损耗分析结果

1．损耗分布

根据3．5．1中提供的损耗计算公式，估算变换器中的损耗，以寻求提高效率的有

效途径。用于损耗计算的具体参数参见下表。

表3-8损耗计算的参数表

公用参数计算只所用参数

工％，。 M ％巧 dBI、482、483

KHz (V) (A) (匝) (匝) (V) 磁芯参数

315 36～72 30 l 8 O．2 见表3．2 f(％)

计算主管损耗尸抽、辅管损耗尸抽所用参数

IMI．，Ⅲ、4 iMl n ‰ 已％砀如I 凡。2

ImJw、dic, (V) (A) (pF) (nS) (nS) (O) (Q)

f【％) ％ 8．33 1210 120 60 0．085 0．18

计算同步整流管损耗，。所用参数

％，一、‰。一、如 tdead 咋 c0 Qrr

‰、‰ (m0) (nS) (v) (pF) (nc)

坟％) 3．5 250 0．7 8240 900

注：坟¨表明该参数是％的函数，随％变化而改变。

表中时间常数To．、7务Toff2、Lk耐是从实验波形上读取。由于绕组阻抗较小，计

算磁损时只考虑铁损。

尸g

16

图3-17满载时变换器效率与输入电压的关系图3．18 E．-50V时变换器的损耗分布

图3．17给出满载时IM变换器效率随输入电压变化的仿真曲线，在输入电压45V附

近变换器效率最高。图3．18给出矿乒50V、lo--30A变换器的损耗分布图，具体数据见表


3，9。

表3-9 v。,=50v、Io=30A时的损耗计算结果

变换器总损耗Pb。(w) 变换器r／

％ l‰I ％ l Puog

8．113 l I 7．324 l

哥习习n022陈陈目2·14P|。产17．599

Po=150

,7=89．49％

注：计算条件为：V,．=50V、Io=30A：

只m中沟道的损耗为2．7w。体二极管的损耗为1．654W

由图3．18、表3-9可看出，MI的损耗、同步整流管的损耗是主要损耗来源，其

中同步整流管的导通损耗最大，相应可采取以下措施来提高效率：①加快jl而的驱动

速度，从根本上减小开关损耗；当驱动性能一定，可适当外并缓冲电容G，减小总

的开关损耗；②选择合适的同步整流管，减小反向恢复损耗；改善同步整流管的驱

动方式，减小电流从体二极管续流引起的损耗。

受到现有器件的限制，实验中通过在同步整流管上反并肖特基二极管

(MBRl045)来减小反向恢复损耗和体二极管的损耗。下面研究如何选取G。

2．外并电容对损耗的影响

由于外并电容C0主要影响^而的损耗，分析‰与％和C0的关系。图3．19给出满载时(10=30A)，三种输入电压条件P^，l与G的关系。从中可看出：不同输入电压，

‰的最小值点不同，电压越高，最小值点对应的G越小。考虑到G增加了容性开通损耗，会降低变换器轻载时的效率，因而对50V输入电压、半载时(Z产15A)

‰

(w)

、＼ }、

、、‘ v一2V_一一。

曳．＼忙50V

}：》b

、’孓=====十一一l r=；谢)r、～

{ { { ；／} i i b／⋯

＼l { ；∥＼}惦50v ／鉴．／ ●

”

Ⅲ

¨

挪

，

‰㈤


半载时变换器的效率，可以在O．6nF附近选取G。

3．7实验结果

根据3．4中选取的主电路参数，采用峰值电流模式控制芯片UC3843实现双闭环

控制，进行了硬件调试和实验。具体控制电路和参数设计可参考文献【16，17】。

3．7．1实验波形

图3-21～3-24为50V输入电压、30A输出电流的IM．FFAC变换器的主要波形，实

验波形与理论分析基本一致。其中，图3．23说明^如刚导通时中有较大的电流尖峰，这

主要是由磁件原副边绕组间的漏感所引起，由于原理分析中忽略了漏感的影响，所以原

理波形图中(图3-1)没有该电流尖峰。由图3-24中可看出：d点的电压在输出电压附近变

化，只有副边二极管换流时才降为零，因此FFAC变换器有利于减小输出电流脉动。

图3-2l Mt、^毛的驱动电压波形图3-22^而的电压、电流波形

图3-23^是的电压、电流波形图3-24变换器副边的主要波形

图3-25为空载时矽绕组的电压、电流波形，由电流波形可以看出，采用同步整

流管后，空载时，电感绕组中的电流可双向流动，这是因为同步整流管是双向导通器

64


件。同步整流管的这一特性使输入输出电压间的关系与负载基本无关，变换器能完全

空载工作。当然，由于电流可双向流动，会增加轻载时变换器的损耗。

? 。：

-心=、忙^一、5

’￡【I．^，div】

，———、，，，。。V

，．芦^一

}mWD∞ns㈣

图3-25空载时电感绕组的电压、电流波形

匕[Ivldiv】

r’一’ 。

．

，0130A t

I_。

．．．．_Jtime[10msldiv】

Pp⋯H匕[Iv／di|、／]

‘

‘《oA

。珈”【10∞佃v】

(a)开机时电压建立瞬态波形(b)关机时输出电压瞬态波形

图3-26满载时开、关机时输出电压的瞬态波形(P；=50v)

’0 匕[Iv／div】

j．_r ：捌A．

．i?l¨÷’

i■～．，．

‘ 。．脚f【l∞Ⅻ删v】

(a)开机时电压建立瞬态波形 (”关机时输出电压瞬态波形

图3—27空载时开、关机时输出电压的瞬态波形(略严50v)


变换器在满载、空载的开关机瞬态波形如图3．26和图3．27所示。由图中看出，

变换器在空载或满载状态开关机，输出电压没有过冲。表明变换器的闭环调节性能较

好。需要说明：由于电子负载加载的最小电压设定为0．9V，所以输出电压波形没有

回零。

3．7．2效率测试曲线

与损耗分析对应，主要进行了以下工作：

1．研究外加缓冲电容对IM变换器效率的影响

9l O

90 0

墓娃。廿

萎ss o

州97 O

86 0

8s 0

：J：。

』： J

-l一一舻 _t’叫

．谚一-T，_

彩r一：一

一]-T-甜—H+-3 r

一{+#4I4 6 8 10 12 14 16

输出电流(A)

(a)V,。=50V轻载的效率曲线

89 4

89l

S驰9廿％五《并88 4“

881

87 9

87 6

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鑫如。鲁《冀89 5

制

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6 18 20 22 24 26 28 30

输出电流(A)

(b)vmfsov重载的效率曲线

-'dk-"#l

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Ⅻ广．1 r-h、11 州心1-I

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j、 ◆L

‘ 、I一

35 40 45 50 55 60 65 70 艿

精八电压(V)

(c)lo=30A不同输入电压的效率曲线

图3．28不同外加电容的变换器的效率对比

由于驱动电路的性能基本固定，通过外加缓冲电容改善效率。根据损耗分析提供

的外并电容的参数选取依据，实验对比了4种情形的效率：梓1无外加电容、规在

M的漏源极并330pF的高压磁片电容、群3在尬的漏源极并330pF电容、拌4在^疋

的漏源极并660pF电容，实测曲线如图3-28所示。66


由图3—28可看出：

①厶小于8A，拌l效率最高，料效率最低；厶大于20A，槲效率最高，拌l效率

最低。可见，适当的外并电容会提高变换器重载的效率，但会使轻载效率降低，这是

由于轻载时主管的关断损耗很小，外并电容会增加容性开通损耗而减小变换器的效

率；

②与无外加电容相比，缓冲电容并在主管或辅管两端，都会降低变换器轻载时

的效率，说明在主管或辅管两端外加缓冲电容都会增加容性开通损耗。由实验结果还

可以看出，拌2、拌3效率略有差别，重载时，电容并在辅管两端效率略高。#2、撑3效

率不同，是由于电路存在寄生电感和寄生电阻，使缓冲电容并在主管或辅管两端并不

等效。

综合考虑变换器的最高效率和满载效率，撑4方式最佳，证明损耗分析提供的参

数选取依据基本正确。粕方式，满载时变换器的效率不低于88％，最高效率超过89

％。#4与袢1相比，满载时变换器效率可提高接近1％。

2．对比IM变换器和DM变换器的效率

为验证磁集成技术的作用，对比了相同磁芯、相同磁件参数(DM：厶=40uH，

L。=1．6uH)和器件时，IM变换器和DM变换器的效率，如图3．29所示。其中#4为

IM变换器，其参数如前；撑5为DM变换器，各参数同辨。与DM变换器相比，满载

时，IM变换器的效率平均提高约O．5％，实验结果说明，同样条件，采用磁集成技术

可提高变换器的效率。

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6 101⋯4 。18，

22 26 30 35柏45输炙溢晶6570 75

输出电流(A)’ 一、7

(a)％=50V不同负载的效率曲线 (b)lo=30A不同输入电压的效率曲线

图3．29 IM变换器与DM变换器的效率对比

测试条件说明：

1．图3-28：输入电源由自制的整流电路提供，输出负载及测试采用Chroma电子负载，输入


功率用PM3300测试；

2．图3-29：输入电源由Chroma直流电源提供，输出负载及输入功率的测试同l。

3．8本章小结

本章的主要工作如下：

1．采用第二章提出的方法推导出多种IM．FFAC变换器，运用磁路分析方法着重

研究磁集成技术对电流脉动、磁件磁密的影响，并给出磁件设计依据：通过分析，指

出：①增加中柱的磁阻一般会增大电感电流和主管电流脉动；②磁件A中直流磁通

在中柱互相削减，有利于中柱磁密的减小；磁件B中直流磁通在侧柱互相削减，有

利于侧柱磁密的减小；

2．结合具体的变换器设计指标，比较6种不同结构的磁件的磁密参数及对电路

电流脉动的影响，指出鲥l是性能最佳磁件，进而完成磁件及整个变换器的设计；

3．对比分析相同设计指标的IM和DM，并进行IM变换器和DM变换器的效率

比较，理论分析和实验结果证明运用磁集成技术可以：①减小FFAC变换器的损耗：

②采用合适的磁芯，能减小磁件体积。

4．对整个变换器进行了损耗分析，讨论了外并电容的参数选取依据，并进行了

实验验证。

参考文献

【11 R．Huljak,v．Thottuvelil，A．Marsh and B．Miller,“Where Are Power Supplies Heeded”，

IEEE-APEC，2000，PP．10—17．

【2】lone Dan Jitaru，Alexandru lvaseu，“quasi-integrated magnetic an avenue for hgher power density

and efficiency in power converters，”IEEE-APEC，1997，PP．395-402．

【3】C blake，D．Kinzer and P．Wood，“Synchronous rectifiers versus schottky diodes：A comparison of

the losses of a synchronous rectifier versos the loss of a schottkey diode rectifier”，IEEE-APEC，

1994，PP．17-23．

【4】Wei chen，(3uichao Hua,‘'Design of High Efficiency,Low Profile，Low Voltage Converter with

Integrated Magnetics”，VPEC’1997，PP．14-20．

【51 L．Huber,M．m．Jovanovic，“Forward converter with current doubler rectifier：analysis design and

evaluation results”，IEEE-APEC 1997，PP．605-616．

【6]lone Dan Jitaru，“High Efficiency DC-DC Converter'’，IEEE-APEC 1994，PP．638-644．

【71陈乾宏，阮新波．严仰光，“采用磁集成技术的高效率、低压输出正反激变换器”，南京航空

航天大学第一届电力电子与运动控制学术年会论文集，2000年lO月，pp．50-56。6R


【8】蔡宣三，龚邵文，“高频功率电子学”，科学出版社，1993年第l版，PP．271．302。

【9J Carl Blake，“用FE汀同步整流管还是用肖特基二极管?”，‘电子设计技术EDN China》，2000

年8月，pp．74—76。

[10】丁道宏，‘电力电子技术》．航空工业出版社．1992年第一版，北京。

【ll】刘军，“有源钳位同步整流多路输出正激变换器的研究”，南京航空航天大学硕士论文，2000

年2月。

【12】陈卫昀，“正反激组合式变换器的分析与实现”，南京航空航天大学博士论文，1998年5月。

【13】许化民，“单级功率因数校正技术”，南京航空航天大学博士论文，2001年5月。

【14】Milan M．Jovanovic，Michael t Zhang,Fred C．Lee．“Evaluation of Synchronous．Rectification

Efficiency Improvement Limits in Forward ConveRers”，IEEE T．IA V01．42，No．4，August 1995。

PP．387·395．

05]A Vithanage，A．Kamada,M．Muramatsu，“150W Board Mounted Power Supply Module Using

Highly Compact and Efficient Synchronous Rectifiers”，IEEE-APEC，1998，PP．

【16】Unitrode Company,“Product and Application Guide'’．1998．

【17】Mike Wong，“使用UC／AS384X时对噪声和稳定性的考虑”，‘电源技术应用》，1998年第2

期，PP．29-32。


第四章一种新型IM．FAC变换器

摘要：本章提出一种新型fM．FAC变换器，通过对磁件的磁阻进行专门设计，在战小磁件体积、

磁芯损耗的同时，还可明显减小FAC变换器的电感电流脉动，提高了FAC变换器的应用价值．

分析表明：当磁件绕组电压戍比例(比值可以变化)，可考虑通过绕组交变磁通正向耦合的集成

方式来战小绕组电流脉动．

4．1新型IM．FAC变换器

FAC变换器(Forward converter with Active Clamp circuit，在第一章已定义)的

主要缺点是电感电流脉动大Il】，那么，能否应用磁集成技术来减小FAC变换器的电

流脉动?这就是本章研究IM．FAC变换器的目的。

DM-FAC变换器如图4-1(a)所示，图中％、％分别表示电路的输入、输出电压，

虬为变压器原边绕组口6的匝数、M为变压器副边绕组耐的匝数，“-k”表示各绕组的

同名端，厶和co分别是输出滤波电感和滤波电容，M为主功率管，^毛为有源钳位支路

的辅管，^毛、^矗是同步整流管，G为筘位电容，‘为幻绕组的电流、iL为厶中的电流。

FAC变换器的工作原理可参见[2，3】，本文不再叙述。由FAC变换器的工作原理可

知，变压器的绕组电压(％、v曲和电感绕组电压Ok)的脉宽相同、始终同向，只是电压

比值随输入电压而变化(参见图4．1(b))，与绕组电压成比例的耦合电感有相似之处，参

考1．3．1中电感绕组电压成比例时所用的集成方法，可得到图4．2所示IM-FAC变换器，

其中同名端的设置要保证变压器绕组(ab、c西产生的交变磁通与电感绕组(卯)产生的交变

磁通正向耦合。图4．1彻中，D为M的占空比：图4．2中，毋l、咖2、咖3分别表示磁芯

三个磁柱的磁通，其它各变量的定义与FAC变换器相同，为方便起见，仍按通常习惯

称IM中的动绕组为原边绕组、积绕组为副边绕组、ce绕组为电感绕组。

：i-k．一 ⋯}‰．．k⋯． ⋯卜盟■

NI

．y．．fMk

‘+等一屹产!Dr-I 下、卜·匕7

(a)DM．FAC变换器 (b)变换器中磁件的绕组电压波形

图4．1 DM．FAC变换器及变换器中磁件的绕组电压波形


图4-2IM-FAC变换器

与第三章中IM．FFAC变换器的磁路分析相同，图4．2中磁件的工作状态也可分

为两个阶段：

①阶段1【0，D刀：M导通，磁件各绕组“★”端为正，中卜中3增加，iL经

^毛、副边绕组、电感绕组流通，磁件的等效磁路如图4-3(a)所示，满足方程(4-1卜(4．2)：

欢·吼2=NP·iP一．Ⅳ；·‘一氟·孵． (4-1)

绕组电压满足

欢·锨2=办·孵3一NL·iL‘

(4-2)

②阶段2【DT，刀：M2导通，磁件各绕组“★”端为负，西卜毋3减小，iL经

^矗、电感绕组流通，磁件的等效磁路如图4-3(b)所示，满足方程(4．4)---(4-5)。

仍‘巩2=Ne+iP一识。贸l (4。4)

欢’孵2 2九‘9t3一N￡’iL (4．5)

各绕组电压满足：

卜等屹一％ ∽。，

lv。=一zo由式(4．2)得：

Hi．

嘲

以t

(a)[0，D刀 (b)【DT，刀

图4-3磁件的等效磁路

N￡-Air．=倪3·△九一贸2·△改 (4-7)

㈣叱

也缸弩铲

轳


将磁件的磁通关系△硪=△欢十△办代人上式口J得：

△办2糍+△办，净8)

鼽哦=鞴洚9)

式(4．8)说明△珐由两部分组成：(DAlL引起的交变磁通：②交变磁通△氟在磁柱3

中的分量△破，。对于FAC变换器，由于磁件的绕组电压始终同向，所以交变磁通△办与

△破，的方向关系固定，按照图4-2中所示的同名端，两者方向相同。由于△九固定不变，

适当的交变磁通耦合可以减小Ai￡引起的交变磁通，从而可减小Air。根据式(4-8)可得：

△t：!-；；墨王(△九一△办，)(4-lO)。

Ⅳ，、～ ⋯’

由上式可知，要实现△屯为零，要求：

△以2△破3 (4-11)

由电磁感应定律，有：

+

孵磷 (4-12)

粉笔≠ ㈣采用IM，FFAC变换器的输入输出关系不变：

圪=％．N，-o／N。 (4-14)

联立式(4-12)、(4·14)可得： △确2j瓦r07(4-15)‘’l，f

将式(4．9)、(4．13)、(4-15)代入式(4．11)，得到零纹波条件为：

盟：也一l f4．16)吼2 (1一D)‘N，

由于D在一定范围变化，可以将零纹波点设置到占空比变化区间的中点，从而最

大程度的减小电感电流脉动。对FAC变换器，为减小M、^畦的电压应力、得到较好

的整流管驱动波形，电路占空比一般在O．5左右变化f3】。将／9=O．5代入式件16)，有：

贸2=飒3‘—2N』{L．-N


如果M=NL，则上式变为

婀2=吼3 (4一18)

按照图4-2设置绕组同名端，同时保证磁阻关系满足式(4．17)，以减小电感电流

脉动一这就是本文提出的新型IM．FAC变换器。

需要说明：

①对IM—FFAC变换器，Nf4有式(4·10)成立，但FFAC变换器中△丸与△蛾，的

相对方向不固定，有时同向、有时反向，所以不能通过磁通耦合来减小电流脉动：

②Gordon Bloom提出的一种正激变换器的IM与图4．2中IM绕组连接方式相同，

但其只分析了一种特殊情形：磁柱l、2的气隙为零，口cl=2盹。O【2】o根据式(4—9)可

知，匏近似为零时△藏，约为零，△九完全由电感绕组产生，因此GordonBloom提出的

IM不能改善电感电流脉动。

不妨称Gordon Bloom提出的IM为传统IM，采用传统n以的FAC变换器为传统

IM-FAC变换器，后文将比较DM变换器、传统IM变换器和新型IM变换器的性能。

4．2磁件设计依据

除特别说明外，以下公式对传统和新型IM-FAC变换器都适用。

令Aj、A2、A3分别为磁芯三个磁柱的导磁面积，根据式(4．13)和(4．15)可求得各个磁柱的交变磁通密度ABl、△协、△历：

蛆=等A=忐N A㈣。

1 ．．1．f、 7

皑=等=筹考件z∞

A岛；(△西一△珐)／月2 (4—21)

由式(4-21)可以看出，两侧柱的交变磁通在中柱互相削减，有利于减小铁心损耗。

参考图4-3，根据磁路分析结果可求得三个磁柱磁通密度的直流分量玩“、占出2、曰描，相应得到最大磁密风。甜)的表达式俨1，2，3)：

耻硒矗普翻耻确赢磺柄耻丽篙喾‰f4-22)

73


E‘一)=蛆【眦)／2+％‘～j (f_1,2，3) (4—23)

对常用的磁芯有A2=2Al=2A3=2A，结合传统IM变换器磁件的磁阻关系(哟----2雹

。0【21)和式(4．22)可得传统IM变换器磁件的直流磁密：

”揣Bdc2嚣件z4，

％=I_o．‘锨N3L

结合常用的磁芯导磁面积的关系，令三个磁柱的气隙分别为舶、92、93，忽略磁

芯中的磁阻，根据磁阻与气隙的关系(式(4-25))，由式(4—22)变换得到用气隙参数描

述的直流磁密表达式：

9t．：—星0 (f_1,2，3) (4．25)。

胁·4、～、。

耻磊焉糕B。：：——J生趾垃一 (4．26)dc2一gl-92+92·93+291．93

L’·”’

肆一!。：型‘：延l±墨2 1：＆。出3一91．92+92．93+291．93

其中：风=4rr-10～H／m。

需要说明，式(4．25)不能正确地反映传统IM变换器磁件中氏、雹的关系，所以

式(4—26)不适于传统IM．FAC变换器。

4．3 FAC变换器的电流脉动公式

1．电感绕组的电流脉动A屯：

由式(4．9)、(4-10)可得到电流脉动A iL：舰：盟垡毪出(4-27)根据式(4．13)、(4．15)、(4-17)对上式进行变换，可得到新型IM-FAC变换器的d垃：倒t=志(2N N N，等产件zs，‘

￡一。)·￡工、。

由式(4—28)可知，对于新型IM—FAC变换器，当D=0．5，电流脉动为零；当D<0．5，


电流脉动为正，表明iL在【0，D刀增加、在【Dn Tied、；当D>0．5，电流脉动为负，

表明i￡在【0，DTi减d、。进行电流脉动比较时，应取4iL的绝对值。

对于传统玎Ⅵ变换器兜一0，根据式(4·27)可得：

她=警 (4-29)

令DM中电感的匝数为NL、交变磁通为△九、磁阻为口b，上式同样适于DM变

换器。

将式(4．13)代入式(4．29)，可得DM变换器和传统IM变换器的电感电流脉动：

她=舞‘写半件，∞

2．主管电流脉动4锄4“l就是‘在【O，D刀中的电流脉动。由磁路方程式(4-1)删lJ diMl：

A0l= (4—31)

根据磁件的磁通关系、式(4．17)对上式进行展开，得到新型IM变换器中的4 fMl

Aiul=

将盹一O代入式(4．22)可得到传统IM变换器中的A iMl

AiMl=l等+等等I对于DM变换器，4i^，l满足

△iMl=△fh+△“

f4·32)

r4—33)

r4-34)

其中△“为磁化电感的电流脉动。

用△破表示DM中变压器的交变磁通、氏表示变压器的磁阻，则磁化电感的电流

脉动△iLM满足：

Aih=△磊·婀I／N， (4-35)

将△i￡M表达式(4．35)、4 i￡表达式(4．30)代入式(4-34)就可得到式(4·33)。说明相

同参数，传统IM变换器和DM变换器的4“I相同。


4．4三种变换器的对比

本节对新型IM—FAC变换器、传统．FAC变换器以及DM．FAC变换器的性能进行

对比。为便于分析，称新型IM变换器为#1、传统IM变换器为撑2、DM变换器为#3。

4．4．1磁件设计结果及讨论

1．磁件设计结果’

参照第三章的设计指标(‰：36～72V，Io=30A，Zo=5V，％max)=5．iv)，进行三

种变换器的设计，以便于性能对比。由于FAC变换器与FFAC变换器特性接近f4】，所

以，主要功率器件、磁芯等参数的选取都与第三章中FFAC变换器相同，其中磁件设

计所用的参数见表4．1，表中如为同步整流管的导通电阻，所为满载时的线路压降，

K为M磁芯的体积，Kl、％、％分别为IM磁芯三个磁柱(包括相关部分)的体积。

表4-1 FAC变换器磁件设计所用参数

参数／单位

％(V)l厶(A)l‰(V)f石㈣l以o)l巧(V)I似匝)I似匝)5．1 l 300 l 0．0045 1 0．2 l 8 l 2

参数／单位

M(匝)旧。∞l M磁芯I A,／A3(cm2)l A2(cm2)}缃幻．1％／屹(c玎而I嘣cm3)E128两副l O．85 I 1．7 l 9．576 l 3．097 I 3．383

参数／单位

变压器磁芯 1 电感磁芯 l E128导磁面积(cm2)l E128体积(c呐

磁件的设计结果在表4．2中给出，磁芯的磁密参数对比如表4．3所示。

表4-2磁件设计结果

IM的气隙参数和磁阻参数设计结果

磁件 gI(mm) 内(H’‘) 92(mm) 兜(H。1) 93(mm) 蜀(H‘1)

拌1 0．035 3．271×10， 0．472 2．207×106 0．236 2．207×l 06

拌2 0 ≈0 0 ≈0 0．285 2．664×106

DM(#3)的气隙参数和磁阻参数设计结果

磁件类别气隙：(mm) 磁阻：(H‘’)

变压器 O ≈O

电感 0．285 2．664×106


表4-3IM、DM磁密参数的对比

磁件最大交变磁密(T) 最大直流磁密(T) 最大磁密(T)

I柱 0．107 0．247 O．3

IM(#1) 2柱 0．034 0．018 0．035

3柱 0．07 0．265 O．3

I柱 0．107 0．088 O．195rM(Ⅳ2)

2柱 0．034 0．088 0．122

3柱 0．07 0．265 0．3

DM(#3) 变压器 O．107 O 0．053

电感 0．07 0．265 O．3

2．讨论

由表4-2给出的磁件设计结果可以看出：舵中3柱的气隙、磁阻参数与DM中

电感相同，实际上，群2就是变压器、电感磁路组合的结果。

由表4-3给出的磁密参数对比可以看出：

①DM中变压器磁芯只有交变磁通，当交变磁密的取值受到磁芯损耗的限制时，

变压器的磁芯利用率降低，限制了磁件体积的减小；

②IM中两侧柱的交变磁通在磁芯中柱互相削减，使中柱的交变磁密明显低于两

侧柱，有利于铁心损耗的减小；

③IM磁芯中柱的交变磁密和最大磁密都较小，有利于磁芯体积的进一步减小；

④两种IM相比，磁柱的交变磁密相等，但最大磁密不同，其中撑1磁柱1的利

用更为充分、中柱的最大磁密小于撑2。交变磁密相等说明撑l、群2铁心损耗相近，撑1

中柱磁密更低说明#l在磁件体积的减小上更有优势。

不受现有磁芯尺寸的限制，估算撑1可能带来的磁芯体积的变化。

考虑磁芯损耗，令#l中柱2的最大交变磁密与磁柱1相等，则爿2可减4,N原来

的31．7％，磁柱2的最大磁密增加到0．11T。对于E128磁芯，中柱的体积占总磁芯的

35．3％，相对DM，减小#l磁芯中柱面积后，磁芯体积可减小24．1％。需要说明，A：

减小，92也要相应减小，以满足式(4-17)。

4．4．2三种变换器的电流脉动比较

比较新型FAC变换器(#1)、传统型FAC变换器(#2)、DM．FAC变换器(样3)电感

绕组电流脉动、主管电流脉动。


1．电流脉动公式对比分析

根据式(4—28)、(4-29)、(4—32)、(4·33)可写出三种变换器的电流脉动对比，如表

4-4所示，其中传统型FAC变换器(#2)和DM—FAC变换器(撑3)的电流脉动相同。

表4-4三种变换器的电流脉动对比

三种变换器的电流脉动对比

电感绕组捍l △f，= 吼，％‘ll一2DI

电流脉动‘(2NL—N。)·N￡正

Af，群2．撑3 虬=暑％茅纠捍l

‰=l△铲。惫：弩·(Ⅳ^吨皆斧也蚰l主管电流

脉动△“群2．撑3

‰=l△铲_％：筹1根据表4_4分别讨论三个变换器的△iL、△“。

·△／L对比分析

对于高频、低压输出的应用场合，一般有NL≥肛，根据表4-4可知，群l的A屯满足：她=志·掣s翌rL22N N N N掣㈣‘

( 。一，)·。，工、 7

将上式和表4-4中#2、#3的△屯公式对比可知，在高频、低压输出的应用场合，参

数相同时：

①当D≤O．667，l l--2DI≤l—D，#l的电感绕组电流脉动小于群2、撑3；

②当D>0．667，根据变换器的具体参数有不同的比较结果。

大部分情形，FAC变换器的D<O．667，所以，存l有利于△／L的减小。

·△啊l对比分析

对比表4-4中的△“公式可知：

①当NL=N,，f}l和炮、群3的△l^，1表达式相同，两、盹增大(等效于磁化电感

和输出滤波电感减小)，Ai^，l增加：

②当帆≠M，在高频、低压输出的应用场合，同样参数，#1的△哳l一般大于

#2、#3。这是因为FAC变换器一般有△硪>△九，且在高频、低压输出的应用场合，


一般有NL≥M，所以IM变换器的△锄相对DM变换器会增加，且盹越大，电流脉

动增加的越多。

·电流脉动计算结果对比

采用表4．2的磁件设计结果，根据表4-4中的公式，计算三种变换器的电流脉动

计算结果如图4-4所示，其中传统IM变换器和DM变换器的电流脉动曲线重合。10【，7 1一、2,2-⋯]一1一r——T～

(a)电感绕组电流脉动对比 (b)主管电流脉动对比

图4-4三种变换器的电流脉动对比

由图4-4可知：

①新型IM变换器(拌1)可明显减小电感绕组的电流脉动(撑l：A也max)=3．069A，

撑2、撑3：△iL(max)=7．896A)，在特定的工作点上还可实现零纹波；

②新型IM．FAC变换器使主管电流脉动略有增加(#l：△哳I。。。，=2．006A，#2、

群3：A j^，l。。。，=t．974A)，这是因为新型IM变换器中gl≠O，氏比DM变换器和传统

IM变换器有所增加，相当于磁化电流增加了。

将新型IM-FAC变换器的A“△fMl计算结果与第三章中的IM-FFAC变换器相

比，可知：新型IM．FAC变换器的电流脉动略大(IM-FAC：△iL(。。尸3．069A，△

‰I。。尸2．006 A：[M-FFAC：A f“。，L)_2．013A，△iMl{。旷1．864A)。考虑到FAC变换

器的副边绕组的匝数可以更少，新型IM．FAC变换器更适于高频场合及大电流输出。

4．4．3小结

以上分析表明，与DM变换器、传统IM．FAC变换器相比，新型IM．FAC变换器

不仅有利于磁件体积和铁损的减少，同时，可明显减小电感电流脉动，改善了FAC

变换器电感电流脉动较大的缺点，提高了FAC变换器的应用价值。


4．5新型IM．FAC变换器应用中的几点说明

由于新型IM—FAC变换器对磁件的磁阻有特定要求，按照Bl(。。)=B3(。。)来设计

磁件的三个气隙会各不相同，磁件固定有困难，口

要解决这个问题，可采取以下方法：6

①取gl=o。3进行参数设计。要满足式

(4．17)，一般都有002>93，令gl‘_93，磁件固定

就较容易；

②当ⅣL=M，可将变压器绕组移到磁芯中图4-5新的磁件绕组位置示意图

柱，如图4-5所示，则有,42：A3。根据式(4-18)可知，要满足磁阻的要求需92=93，因而

解决了磁芯的固定问题。但这种方法，会刚氐磁芯窗口的利用率。

4．6由新型IM．FAC变换器所得到的启示

新型IM-FAC变换器利用电感和变压器的集成，实现了电感电流纹波的抑制。总

结新型IM．FAC变换器减小A f￡的原因(具体分析参见4．1)，可知：

①磁集成后电感绕组和变压器绕组交变磁通的正向耦合，是磁集成能减小A iL

的关键原因：交变磁通正向耦合使△iL引起的交变磁通减小，因而有利于减小△屯；

②磁件绕组电压成比例(比值可变化)是绕组产生的交变磁通能正向耦合的条件。

实际上，绕组电压成比例的电感和电感的集成，之所以能够减小电流脉动，从磁

通的角度分析，也是由于各个电感绕组交变磁通的正向耦合。交变磁通正向耦合使电

感绕组匝链的交变磁通由多个电感绕组共同产生、正向叠加。由于每个绕组匝链的交

变磁通在集成前后不变，因此交变磁通正向耦合能减小各电感电流脉动引起的交变磁

通，相应可减小电感电流脉动。

综合以上分析，可知：当磁件绕组电压成比例时，可考虑通过绕组交变磁通正向

耦合的集成方式来减小电流脉动。

4．7本章小结

本章主要对新型IM．FAC变换器进行了研究：

1．通过分析IM．FAC变换器中IM的磁通关系发现：通过适当的交变磁通的正向

耦合可以减小电感绕组的电流脉动，由此提出一种新型的IM—FAC变换器，并给出磁

件磁阻的设计原则(式(4．17))。

2．给出了磁件设计依据，分析了IM．FAC变换器的主要电流脉动。


3．对比设计指标相同的新型IM．FAC变换器、DM．FAC变换器以及传统IM．FAC

变换器的性能，发现：①新型IM变换器有利于磁件体积和磁芯损耗的减小；②新型

IM变换器可明显减小电感绕组的电流脉动，但主管电流脉动略有增加。磁集成技术

的应用提高了FAC变换器的应用价值。

4．给出新型IM-FAC变换器实用设计时应注意的问题。

5．总结新型IM．FAC变换器减小电流脉动的原因，指出：当磁件绕组电压成比例

时，可考虑通过绕组交变磁通正向耦合的集成方式来减小电流脉动。

参考文献

【1】Ed Bloom，“Core selection for&design aspects of all integrated-magnetic forward convener”，

IEEE-APEC，1986，PP．141-150．

【2】Loo Sai Kee。“Analysis and Design of an Active Clamp Forward Converter'’，Unitrode Product&

Application Handbook 1994·1995，PP．1-15．

[3】刘军，“有源钳位同步整流多路输出正激变换器的研究”，南京航空航天大学硕士论文，2000

年2月。

[4】陈乾宏，阮新波，严仰光，“采用磁集成技术的高效率、低压输出正反激变换器”，南京航空

航天大学第一届电力电子与运动控制学术年会论文集，2000年lO月，pp．50．56。


第五章采用磁集成技术的CDR ZVS PWlVI FB变换器

摘要：本章结合改进型CDR ZVS PWM FB变换器，研究两个绕组电压相位交错的滤波电感的集

成．通过比较不同集成方式对电路的影响，最后选择解耦集成的反向耦合集成电感．理论分析和

实验研究验证了所选集成方式在磁芯体积及铁损的减小具有优势，同时指出IM中较大的集中气

隙会带来磁件铜损的增加．

5．1引言

移相控制零电压开关(Zero-Voltage—Switching，ZVS)全桥变换器因其高效、可靠，

被广泛应用于中大功率的直流变换场合⋯。通常，人们在变换器的原边串入谐振电感，

以提供足够能量实现开关管的ZVS，这种方法虽然实现了主开关管的软开关，但没

有实现输出整流管的软开关，硬开关时二极管的反向恢复导致整流管上出现电压振荡

和较大的电压尖峰[2,31。为了实现主开关管的软开关、解决整流管的反向恢复问题，

相应提出了CDR ZVS PWM FB变换器(注：在第一章中已定义)[41及其改进电路【5l，

电路利用副边两个输出滤波电感的能量实现主开关管的ZVS和输出整流管自然换

流，从而避免了反向恢复引起的电压振荡和电压尖峰。但在该类电路中，要求副边两

个输出滤波电感流过双向电流，电感磁损较大，为能进一步减小损耗和磁件体积，本

文结合改进型CDR ZVS FB变换器进行两滤波电感的集成。

5．2工作原理

由于篇幅限制，文中只分析改进型CDR ZVS PWM FB变换器在连续模式的工作

原理，断续模式工作原理可参考文献【6】。改进型CDR ZVS PWM FB变换器的具体电

路如图5-l(a)所示， Ql～Q4为四只主开关管，Dl～D4、Cl～C4分别是QI～Q4的内

部寄生二极管和结电容，￡趾为变压器的漏感，c6是阻断电容，％、M分别为变压器

原、副边绕组匝数，DRl、Dm为副边整流管，“、如是副边两个滤波电感，o为输

出滤波电容，R甜表示负载。改进型CDRZVS FB变换器与基本的CDRZVS FB变换

器相比，原边绕组中串联了一个阻断电容c6，利用阻断电容的电压(而不是依靠开关

管的通态压降)使原边电流在零状态时快速下降，这样对变压器的漏感没有严格要求，

降低了变压器的工艺要求。变换器采用移相控制方式，每个桥臂的两个开关管180‘

互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调

节输出电压，Ql和Q3的驱动信号分别超前于Q4和Q2一个相位，定义QI和Q3组成

的桥臂为超前桥臂，Q2和么组成的桥臂为滞后桥臂。电路主要波形如图lco)所示，


注意图中占空比D和开关周期瓦的图示说明，按照图中所示的定义，D≤0．5。在分

析之前，作出如下的假设：①所有开关管、二极管、电感、电容均为理想元件；②

CI=C3=CIe耐，C2=C4=C1ag，锄=锄=勘③输出滤波电容足够大，电压纹波可以忽略，

认为输出电压为恒压源屹；④Lm很小；⑤Cb的电压与‰相比很小。

(a)主电路

：岛 |}li ii!岛 Ii ；；；A 1．；；：：i i；； ii i ij；；7

||；口- ll；l|I l 口’i；i l|l； Ql i。

¨k l{|{1％；l l l。；一；DT, 引￥ I％ 1；；；T；l

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，7‘‘IjotII t12

(b)主要波形

图5-1改进型CDRZVS PWM FB变换器


稳态时，电路在一个开关周期的工作过程，可分为以下几个模态：

1．模态1【fl之前】【参考图5-2(a)】

这段时间，QI、Q4导通，Q、Q3截止，变压器“★”端为正，整流管Dm导通、

DRl截止。原边电流iD沿图5-Ka)所示的正方向流动，与锄满足匝比关系。不妨令Ⅳ

为变压器的原副边变比，即K=N，／Ⅳ，，则：i，=l。L／I／x。‘同时给电容Cb充电。锄

线性增加、赴J2线性减小。

2．模态2[rl，t2】【参考图5-2(b)]

rI时刻关断Ql，‘从Ql中转移到cl和c3中，给Cl充电、C3放电，‘仍然沿正

方向流动，与锄满足匝比关系。由于勘较大，锄在该模态中基本不变， ip可认为

是一个恒流源，则C3两端电压线性下降，直到t2时刻，c3两端电压下降为零，9的

反并联二极管D3自然导通，模态2结束。令tI时刻原边电流为1Atl)，则该模态的持

续时间，12为：

屯=箭 (5-1)，12=—尹}-产． (5-1)

3．模态3[t2，，3】【参考图5-2(c)】

D3导通后，Q3可零电压开通，显然，Ql和Q3驱动信号之间的死区时间‘戒k神应

满足：taKt,,,a)>／h2。虽然Q3已经开通，但‘从D3流通。D3导通后，G两端电压VCb

使‘和0迅速减小，DRl开始导通，变压器被副边两个二极管短路，’VCb全部加在漏

感‰上，c6和“发生谐振。在这段时间里，两个滤波电感上的电压均为．圪，“、

恸线性下降。由于如很小，ip、‘的减小比勘、咖要快很多，所以Dra中的电流iota

不断减小、环l中的电流f淋I不断增加，‘、iORl、iDm满足下式：

一2IDRI¨一 (5-2)【lLf2 2ioR2一f，

在这个模态，如果勘变负，并在t3时刻有is=一iLy2，则iDra减小为零，Dm自然关断，实现整流管的自然换流，豇正被反射到原边，进入下一个模态。

4．模态4【t3，t4】【参考图5-2(d)】

Q4和D3继续导通，v。。=0，锄、咖经DRl流通，铲·iL,a／K。G的电压很小，

其折算到副边的数值与输出电压相比可忽略不计，因此可以认为该模态中加在两个滤

波电感上的电压仍为．圪，它们的电流继续线性下降。由于咖是负方向增大，‘又开

始增加。

84


(e)【t4，ts】 (f)【t5，f6】

(g)【f6，f7】

图5．2各个模态的等效电路


5．模态5[t4，r5】[参考图s-2(e)]

t4时刻关断Q4，茹给c4充电、c2放电，同时还给c6充电。在这段时间内，

f，=一f鲫／K，由于勘较大，t，2在该模态中基本不变，‘可认为是一个恒流源，这

样电容C2上的电压线性减小、c4上的电压线性增加，直到，5时刻，c2的电压下降至

零，D2自然导通，这一模态结束。令“时刻原边电流为IAU)，则该模态的持续时间

“5为：

t,5=掰 (5-。)2甫 (5-3)

6．模态6 It5，td[参考图5-2(f)】

D2导通后。可以零电压开通Q2。Q2和Q4的驱动信号之间的死区时间7诫㈨应满

足：‘(妇)≥k。虽然这时珐已开通，但‘由／h流通。锄下降，吐归增加，由于

f，=一0：／K，所以‘线性下降，Cb的电压继续上升，直到在t6时刻，易下降到零，

D2和D3自然关断，Q2、Q3流过电流，岛的电压值达到最大。

7．模态7【f6，f7】[参考图5-2(g)】

在此开关模态中，Q2和Q3导通，锄下降，恸增加，‘反方向增加，C6的电压

开始下降。到f7时刻，Q3关断，变换器开始另一半个周期m，“21，其工作情况类似

于上述的半个周期[f0，f7】。

5．3电感集成方式的选取

5．3．1电感集成方式的选取原则

通过CDRZVS FB变换器的原理分析，可以看出：

①滤波电感电流双向变化，．磁芯交变磁密较大，磁芯铁损比同样条件下常用整

流滤波电路中的电感大，有必要研究磁集成技术的应用，以减小铁损及磁件体积；

②电感电流的脉动对主开关管实现ZVS有较大影响：超前管的ZVS是利用输

出滤波电感在电流最大时提供的能量实现的，如图5-l(b)中的fI、f7时刻：滞后管的

ZVS是利用输出滤波电感在电流最小(负值)时提供的能量实现的，如图5·1Co)e的

t4、，lo时刻。如果电感电流的脉动较小，使电流不能反向或反向电流峰值较小，会直

接影响整流管的自然换流及滞后管ZVS的实现。

所以，选择电感的集成方式时，要综合考虑其对铁损和电流脉动的影响。


5．3．2不同集成方式的集成电感对电流脉动的影响

分析CDR ZVS FB变换器中滤波电感的绕组电压，可以看出：两电感的绕组电

压波形相同(指幅值和脉宽)，相差180。。由第一章可知，这类电感有两种集成方

式：正向耦合或反向耦合，其中反向耦合有利于磁芯中柱交变磁密的减小从而可减小

铁损。参考文献【7】，分析两种集成方式对电感电流脉动的影响。

1．集成电感的等效电路

由正向耦合方式的集成电感入手，建立集成电感的等效电路。图5．3(a)给出正向耦

合集成电感的示意图，图中Ⅳl、Ⅳ2分别为两电感绕组匝数，内、龟、％分别为磁芯三

个磁柱的磁阻，对于CDRZVS FB变换器有：Nl=Ⅳ2-=N、口cl=盹=蛄由磁件等效电

路的通用模型可得到正向耦合电感等效电路，如IIa(b)所示，图中“-／c-”表示同名端。

根据二端口网络的等效变换方法，图(b)中电感的Ⅱ形连接可等效为图(c)中的T形连接，

图中的等效电感满足式(5-4)。改变图(c)中的同名端，就得到反向耦合电感的等效电路。

叠i i Nt卦i i I。帮一i了土．j i⋯冬l r7 亩f亩f剐‘慧奎础半(a)正向耦合的集成电感饼1) (b)图(a)中磁件的等效电路 (c)图(b)等效变换所得电路

(d)用且懋珀还#1 (e)用且恐璃还#2(Ore(d)且恐猬云庙阴电精【g)幽(e)且恐垌云厉阳电踊

图5-3集成电感的等效电路

。

摩N譬』黑02‘糍，仔。，【厶=2·吼。／(锨2+·吼·9{。)

、 ’

令电感绕组电压分别为v。、Vde，根据图5．3(c)可写出正向耦合的电感的电压方程：

{vc,：=((L岛r++L厶。))．"％dit，：iI肛dt++L厶<"．d叱it，2。肛IdtVde (5-5)＼ =(LT+L0‘diH2}dl+Lc·di吁IIdt

’1

由上式可知，(Lr+L。)为两电感的自感，L。为两电感的互感。不妨令：

j￡=Lc+Lr=N2‘j吼+婀c)／(吼2+2·吼·孵c’(5-6)【M=t=N2·孵，／(识2+2·吼·婀。)

则得到用互感、自感描述的正向耦合电感等效电路，如图5·3(d)所示；类似可得87

‘黏


到用互感、自感描述的反向耦合电感的等效电路，如图5-3(e)所示。图示说明中的#1、

{}2分别表示正向耦合电感和反向耦合电感。对图中(d)、(e)运用互感消去法，最后得

到图(D、图(g)所示的集成电感等效电路，并据此分析集成电感对电流脉动的影响。

2．采用集成电感后矗小矗，2的变化规律

图5-4给出电感绕组的电压波形，其中瓦为主开关管的开关周期，¨、屹满足：

fK=％／K—Vo1K：一Vo

一个周期绕组的伏秒积分为零，所以：

K．D·C+％．(1一D)-t=0 (5．8)‰

联立式(5-7)和(5—8)，可得CDR ZVS FB

变换器的输入输出电压关系：

玎”‘厂]．1亡坠 I I

_曰．一L一

图5-4电感绕组电压波形Vo=D·％／x (5-9)

结合集成电感的等效电路和电感绕组电压波形，可写出iL)q、锄满足的状态方程，

结合式(5·8)，可得到锄、iL．t2的变化规律。一个开关周期，勘、it42的变化分为4个阶段：

①阶段1【O，DTs]：vce=VI，vae=V2，锄线性增大、

K 2iL2_吒M2·孥l—D

吐拉线性减小，满足方程

(5-10)

％2忑L2_M2，idill2 (5-11)

1一D

其中，“+”适于正向耦合，“．”适于反向耦合，以下相同。

②阶段2【D瓦，T／2]：％=％，va。=V2，锄、吐，2均线性减小，满足方程：

％叫捌)·等(5-12)％川捌)‘警 (5-13)

③阶段3[7"／2，(1+2D)T／2]：Vce=V2，Vde=VI，锄线性减小、ill2线性增加，满足

方程：

％2iL2_巧M2·盟dt (5．14)


④阶段4[(1+2D)TJ2

3．相关的电流表达式

令：

K 2i／2_甄M2·警侉15)

l—D

瓦】：该阶段各绕组电压、电流变化与[D死，TJ2]完全相同。

k 2五L2互_M石2L ±—=_．M1一D

(5-16)

根据式(5·7)～(5-1 0)，令石为主开关管的开关频率，可求得锄、如犯的电流脉动△I

Ai=Vo·(1一D)／(k·工) (5—17)

根据上式可求得的锄和虹犯的最大值蝓戕、／ld,值』旆¨

，U。。=每+糌 cs-·s，

h。=誓一拦等根据式(5-7)、(5-12)、(5-13)可得到输出电流脉动△i。的表达式

△‘=△(it，t+it矿2)2等r5—19)

(5-20)

需要指出，式(5一19)中的J编i。是负值。

4．讨论

结合电流分析、厶9的定义及各电流表达式可知，对于正向耦合方式，三。≤上(当

解耦集成时等号成立)，与相同￡的分立电感相比，正向耦合的集成电感会使△f0增

大、五加。增加、』编i。的绝对值减小：在阶段2和阶段4中电感电流下降的斜率小于

阶段3中的电流变化率。

对反向耦合方式，有：

Z三。q_r—L旦2-M．五2 (5-21)L e一旦．M．L 、1

由式(5—21)可知：

①当D<M／(M+L)，

合的电感相同；

②当D>!MI(M+L)

Leq<L，反向耦合的电感对△io、如。、蛎i。的影响与正向耦

￡。≥￡(解耦集成时等号成立)。与相同L的分立电感相比，

89

开关电源中嫩集成技术的应用研究

反向耦合的集成电感会使Ai。减小、‰。减小、厶加。增加。另外，阶段2和阶段4中电感电流下降的斜率大于阶段3中的电流下降率。

综合①、②，可知：与分立电感相比，占空比较小时，采用反向耦合的电感会增

加电感电流脉动；占空比较大时，采用反向耦合的电感会减小电感电流脉动。

10u●

Ti■●

lqCl

l切

SEL>>

一■n

0● 1eu● 2Cue

Tilie

(a)V,,=210V、D=0．4时电感电流仿真结果 Co)‰=418．5V、D=0．2时电感电流仿真结果

图5-5采用分立电感、正向耦合的集成电感、反向耦合的集成电感的电感电流仿真结果

为了验证电感耦合方式对电感电流脉动的影响，用Pspice软件进行了仿真，仿真

条件为：K=I．55，lo=10A，L=30uH，M=8uH。图5．5(a)给出Vt．=210V、D=0．4的电感

电流对比波形，图5-5(b)给出Vj。-=418．5V、D=0．2的电感电流对比波形，其中l是采

用分立电感、2是采用正向耦合集成电感、3是采用反向耦合集成电感。图5—5(b)中1、

3的电流脉动基本相等，通过读取电流数据可以看出差别：采用分立电感墙。=12．2A、』赫。=-2．2A；采用反向耦合的集成电感』赫。=12．26A、‰jn_-2．26A，如果继续增加图m)仿真所用的输入电压值(418．5v)，就可明显看出小占空比时，反向耦合

的集成电感可减小电流脉动。

仿真结果与理论分析一致，再次证明：上相同时，与分立电感相比，正向耦合的

集成电感会增加电流脉动，反向耦合的集成电感随占空比的变化而效果不同，一般而

言，占空比较大时，采用反向耦合的集成电感能减小电流脉动。

5．3．3结论

通过以上分析，可知：要减小电感的铁损应选用反向耦合方式；但反向耦合方式

可能会减小电流脉动，影响滞后管的ZVS。权衡利弊，最终选择反向耦合方式的特

殊情形：解耦集成，则三。=勘电路性能以及电路参数的设计与采用分立电感的电

路完全相同。


5．4变换器的设计

5．4．1主要参数的设计依据

滞后管的ZVS是利用输出滤波电感在电流最小时(‰。<o)的能it实现的，由于

屯一>lo。l，当超前管和滞后管的结电容相同时，滞后管的ZVS实现较困难。②从式(5．18)N(5-19)中可以看出：负载越重，‰。越大，而协嘶的绝对值越小，

综合①、②，可知：满载时，变换器的滞后管实现ZVS最为困难，参数设计时

先选取最低输入电压％㈨。，对应的最大占空比D。。，再根据输入输出关系选择

变比K。设计时，一般D。。取0．4。考虑整流二极管的压降％，贝H变换器的输入输出

圪=D·圪／足一％ (5-22)

3．输出滤波电感值。的选择

输出滤波电感除了滤波作用外，要为主管尤其是滞后管实现ZVS提供足够的能

量，在确定的死区时间内将主管箍电容的电荷抽走，有式(5-3)可知：

‰小褙 pz，，。㈣，≥百i矿 a之3’

其中，哳蛐为电路中设定的滞后管的死区时间。

结合』赫i。的表达式(5．19)、电路的输入输出关系(5·9)，由上式可得滤波电感值

。≤薜V‘,-(1-D。：)：甄洚24，。2口c甏+争


D随输入电压变化，应保证￡r在整个输入电压范围都能满足上式。

4．阻断电容G的选择

阻断电容c6应提供足够电压使原边电流在vAs=O时快速下降，以保证副边整流

管在[t2，t4]q，完成换流。不妨令保证副边整流管在【f2，f4】时间内完成换流的最大容值

为G(。。)，主要根据Ck。。)选取c6。下面分五步介绍Ch。。)的求解方法和G的选取。

①写出换流过程的电压、电流方程

由原理分析可知，副边整流管在t3时刻完成换流，当电容值取Cb(max)时，t3=t4，

则换流过程【f2，f4】中原边电流‘、G电压vc6满足：

“，)-一惫警．si删(，-f2)“∥2)"COS(／)(卜f2) (5-25)

Vcb(，)=∞·Ltk·，。(，2)·sinco(t一，2)+比(f2)·cosrn(t—t2) (5-26)

式中：国2瓦雹1 i

(5—27)

．1p(t2)=o一／x (5—28)

其中易(f2)、％(r2)分别表示t2时刻原边电流及G上的电压，以下关于易(fo)、‰(fo)、

Zp(／4)、‰(“)的定义与此类似。②根据换流方程写出换流完成的条件式

由于电容值取ck。n时，整流管在t4时刻完成换流，所以有：

“‘)一矬幽毗_r2)+‘(r2)．cos郇．_)一饥。／K(5-29)上式是换流完成的条件式，也是求解Ck。。)的基本等式，其中变量Vcb(t2)是o(一)

的函数，下面讨论建立Vcb(／9与Ck。。)函数关系的方法。

③建立Va,(t2)与Ckmax)的函数关系

在【f0，r2】时间段，‘满足：

“归iI·[’IL／min+笔≯”fo)】 (5-3。)

则圪6(f2)满足：

‰(，2)=Vcb(to)+亡。瞻“懒=‰(f0)+瓦瓮笔(5_31)而‰(，o)与‰(“)大小相等、方向相反，即：

％(f．)=一‰(to) (5-32)

结合式(5—26)、(5—31)、(5-32)可知v。b(t9应满足：


‰(f2)=面lq(D。习其中：

一mk，。(f2)‘sinco(t4—12)一吃(f2)+cosco(t4一t2)(5-33)

f4_铲百1-2D f5-34)

式(5—33)给出了v。b(tz)和o(。。。)的函数关系。

④联立方程求解c6I。．x)

联立式(5-29)、(5-33)、(5-34)，就可解得Ch。。)。由于换流时间(f4-f2)最短时，副

边二极管的自然换流最困难，所以按最低输入电压％(。)、最大输出电流坛。。)进行

计算。实际计算Cb(max)时，只需直接写出式(5-29)、(5-33)、(5-34)，联立求解。

⑤选取G

根据ch。。)的计算结果，考虑一定裕量，选取c6。

5．4．2变换器的设计指标和参数选择

为了验证采用集成磁件的改进型CDR ZVS PWM FB变换器的工作原理，在实验

室设计完成了～台输出54V／10A的原理样机。其设计指标和设计结果如下：

1．设计指标

输入交流电压：单相220V_+20％(输入整流后，直流电压为210V～360V)：

输出直流电压：54V；输出直流电流：满载时为IOA；开关频率：100kHz。

2．设计结果

·变压器设计结果

表5-1变压器设计结果

原副磁芯原边绕组副边绕组实测

边变型号导磁面积电流有效宽x厚×匝数电流有宽x厚x匝数漏感

比K Ae(锄2) 值(A) (mm2) 效值(A) (mm2) (uH)

1．5 EE55B 3．28 2．915 28X0．05×12 4．373 28×0．05×8 0．46

注：表中给出的电流有效值都是最大电流有效值。

·控制芯片’

采用UC3879控制芯片，由于介绍UC3879的相关资料很多，这里不再介绍，直

接给出芯片外围电路参数：在RT脚与信号地之间接10k的电阻。在CT脚与信号地

之间接470pF的电容设置开关频率为100kHz：在5脚与信号地之间接3．6t的电阻和

O．OluF的电容设置超前臂开关管的死区时间约为250nS；在15脚与信号地之间接3．6≈

的电阻和0．01uF的电容设置滞后桥臂开关管的死区时间约为250nS；在软起动脚SS

与信号地GND之间接lOuF电容，设置软起动时间。则：t．vag)=250nS。

·输出滤波电容：Cr=6600uF。93


·开关管(QI Q4)：IRFP450。

·输出整流二极管(DRl、D艘)

·输出滤波电感值句的选取

选取DSEIl2。06A，则二极管压降Vo=1．2V。

将t酏g)=250nS、厶m“)=10A代入

式(5．24)可得到输出滤波电感最大值

￡，。。。，随％变化的曲线，如图5-6所

示。根据图中厶。。。，的最小值选取实

际参数，实际取：勘嘞=三，=30uH。·c6的选取

结合％、厶。扑％。晌，的实际参

数，联立式(5．29)、(5．33)解得阻断电容

的最大值ck。嘲为2．4IlF，考虑实际的

％(V)

图5．6匆t。。，与％的关系

换流时间要小于式(5．34)的计算值，同时电容电压中会有直流分量而影响换流完成，

实际选取巳为luF。

5．5磁件的设计和分析

5．5．1磁件设计依据和设计结果

为说明不同磁件的效果，进行三种磁件的设计：反向耦合的集成电感(撑1)、正向

耦合的集成电感群2)、分立电感媸3)，其中}fl、}f2都是解耦集成。’

不妨令三种电感的绕组匝数都为帆，撑1、拌2的侧柱导磁面积与捍3分立磁件的导

磁面积为Al，群l、}f2的中柱导磁面积为A2=2／1l，分析三种电感的磁密特性，见表

5-2，由于撑1、撑2的侧柱磁密与#3相同，表中不作专门叙述。

表5-2三种电感的磁密特性

＼磁考直流磁密交变磁密最大磁密 -

磁希＼％％ Bm“

撑l Lf·l，圪·(1—2D) 三，·L．匕·(1—2D)IM 2AI·NL 24·JⅣ．·， 2A,·NL 4AI·NL·，中柱

撑2 0匕匕

24·．v。-t 44·．Ⅳ。·^

DM 拌3 Lf·l o 匕·(1一D) 0·L．K·(1一D)2AI·NL AI·N￡·工 2AI·NL 2AI·N￡·f


根据表5．2，取样1、撑2的侧柱最大交变磁密与群3的最大交变磁密相同，可完成3

种磁件设计。受现有磁芯的限制，样1、捍2与#3所用的磁芯相同，都为两副2KBD的

E133磁E,,(898厂生产)，则磁芯的几何尺寸参见表5·3：3种磁件的绕组匝数相同：

NL=15，绕组都用两股lImm宽、0．1nun厚的铜皮并绕15匝；总的气隙长度相等：1．2mm

(设计值)。由于散磁的影响，实际气隙要大于设计值，实际DM的总气隙长度约为

2mm，IM的总气隙长度约为3．5mm。表5-4给出3种磁件的最大磁密数据。‘

表5-3磁芯几何参数

l 磁芯爿l／．43(cm2) A2(cm‘) Q(cm‘) Vgcm’) 匕I，圪3(cm’) 圪2(cm’)

I 两副E133 1．232 2．464 127．65 17．18 5．079 7．022

表5．4不同磁件的最大磁密数据对比

磁件最大直流磁密∞ 最大交变磁密(T) 晟大磁密(T)

撑l 0．081 O．08 0．121IM中柱

撑2 0 0．146 0．073

DM 群3 0．081 0．226 0．194

5．5．2对比分析

I．磁件体积分析

由表5-4可知，撑1的中柱交变磁密最低，#2的中柱直流磁密最低。不妨取拌l中柱

的最大磁密等于0．3T，则中柱的面积和体积可减小到原来的40．3％(V,2=2．83cm3)，相应

总的磁芯体积可减小24％。中柱面积减小后，中柱的最大交变磁密为O．199，仍低于分

立磁件。如果令样2中柱的最大交变磁密等于O．22盯，则中柱面积和体积可减小到原来

的64．6％(Va--4．536cm3)。总的磁芯体积可减小14．5％。显然，捍l最利于磁芯体积减小。

2．铁损对比分析

分别令样l、撑2减小体积的方案为撑G1、#G2，根据磁芯的磁密参数和实际尺寸可

查表估算五种磁件的最大铁损，估算结果见表5-5。

表5-5五种磁件的最大铁损估算结果＼磁柱I铁损(W) 磁柱2铁损(w) 磁柱3铁损(w) 总铁损(gO

IM 拌l 2．36 0．32 2．36 5．04

怕I 2-36 1．32 2．36 6．04

捍2 2．36 1．63 2’36 6．35

撑G2 2．36 2．1l 2-36 6．83

两个电感总的磁芯铁损(聊DM 捍3

8


由损耗分析结果可看出#l最利于减小铁损，与分立磁件相比可减小约3W的损

耗。对于54V／10A输出的变换器，假设其满载时效率为90％，则采用撑1满载时效率

可提高O．5％。减小群1的中柱面积(撑G1)仍然可减小铁损，综合考虑体积和铁损减小的

效果，#Gl是最佳方案。

3．磁集成对铜损的影响

要精确计算铜损需要进行电磁场分析，文中只定性说明磁集成对铜损的影响。

①绕组长度增加引起铜损的增加。用现有的磁芯进行磁件集成，同样的导磁面

积，侧柱的周长大于中柱，绕组绕在侧柱上会增加绕组长度而带来铜损的增大。要解

决这一问题，应专门设计适于磁集成的磁芯。不妨估算所设计的IM因直流阻抗增大

所增加的铜损，估算结果见表5-6。显然，仅考虑直流阻抗的影响，则铜损增加很小。

表5-6 IM、DM直流阻抗引起的铜损

l 磁件最大电流有效值一个绕组直流阻抗磁件最大铜损

l DM 7．5A ·

6．82mQ 0．768W

I IM 7．5A 9．14mQ 1．028W

②IM较大的集中气隙会引起铜损增加。DM一般采用垫气隙的方法，气隙均分在

三个磁柱，每个气隙长度只有总气隙长度的一半，散磁效应较小，对铜损的影响较小。所

采用的IM，中柱气隙为零，气隙集中在侧柱，相对DM散磁的影响加大，引起铜损增加。

4．小结

综合以上分析，可以看出：

①在CDR ZVS PWM FB变换器中应用磁集成技术实现输出滤波电感的集成能

够减小磁件的铁损和体积，其中反向耦合比正向耦合更利于磁件体积和损耗的减小。

比较磁集成技术对磁件体积和损耗减小的作用可知：在本应用场合，磁集成技术减小

磁件体积的优势更加明显。

②受现有磁芯的限制和散磁的影响，磁集成技术在减小铁损的同时会带来铜损

的增加。’

5．6实验结果

1．实验波形

根据5．4．2中的设计结果，采用5．5．1中设计的反向耦合的集成电感(群1)，完成样

机的调试和实验。图5-7～5．9为变换器的实验波形。

图5-7给出了满载时(10A)的实验波形，其中图(a)是原边电压VAB、原边电流如、

阻断电容电压VCb和滤波电感电流锄、赴扛的波形。该图表明当v．。=0时，原边电流

‘在阻断电容电压的作用下快速下降，使副边整流管自然换流，并提供足够能量来实q^


现滞后管的ZVS。图(b)给出副边整流管的电压VDRI和副边整流管的电流iDRl、ioR2的

波形。从中可以看出，整流管实现了自然换流，整流管上没有尖峰电压。图(c)是超前

桥臂开关管Q3的驱动电压VGS(Q3)波形及其漏源极电压VDS(Q3)波形。图(d)是滞后桥臂

开关管Q4的驱动电压VGS(04)波形及其漏源极电压VDS(Q4)波形。从中可以看出，当驱动

电压变为正方向时，开关管的漏源极电压已经为零，说明开关管是零电压开通。而当

开关管关断时，其结电容限制了VDS的上升率，因此开关管是零电压关断，由此说明

开关管实现了ZvS。

．厂√—≮：!：rj—乙1 1

o∥八≮1，今i，制wm·广蛉辩n_Ih圳

(a)VAB、‘、VCb和勘、锄波形 (b)VDRI和kl、fDm的波形：

：； -

]+：-I]：o 0r～．．h．

』 f：／^J L．少一’7 hm(Io州

(c)超前管Q3的驱动电压及其漏源极电压波形 (d)滞后管Q4的驱动电压及其漏源极电压波形

图5．7负载电流为10A时的实验波形

图5-8和图5-9分别给出了负载电流为5A和lA时的实验波形。当负载电流IA

时，电流已经断续，但依然可以实现整流管的自然换流，整流管上没有尖峰电压，超

前管和滞后管仍然实现了ZVS。需要说明，图5-9中电流断续时，阻断电容电压存在

直流分量(由于控制电路、驱动电路和开关管的不对称等引起的)，使两个整流管的

电流略有不同，但不影响电路的正常工作。

图5．7～5．9说明电路能在很大的负载范围内实现整流管的自然换流和主开关管的97


ZVS，证明参数选取合理、有效。

：厂J—瞄： !．厂厂、：

反黛∑么2＼“”70娶潞

(a)VAB、o VCb和勘、妇波形 (b)呦l和t∞l、fDm的波形

(c)超前管Q3的驱动电压及其漏源极电压波形(d)滞后管Q4的驱动电压及其漏源极电压波形

图5．8负载电流为5A时的实验波形

(a)vaa、‘、VCb和锄、妇波形 (b)VDRI和f∞l、iD92的波形


(c)超前管Q3的驱动电压及其漏源极电压波形(d)滞后管Q4的驱动电压及其漏源极电压波形

图5-9负载电流为lA时的实验波形

2．效率曲线

为了说明磁集成的效果，测试了三种情形的效率曲线：反向耦合的集成电感(撑1)、

正向耦合的集成电感@2)、分立电感(群3)，三种磁件设计结果见5．5．1，实测效率曲线

如图5．10所示。

图5-10(a)是在额定输入交流电压220V／50Hz、不同输出电流时的效率曲线。图中

表明，变换器在满载时的效率最高。图5．10(b)是输出满载、不同输入交流电压的效

率曲线。当负载不变时，变换器效率约在190V最高，在输入电压大于190V后，随

输入电压的升高而降低。这是因为在输入电压较低时，变换器的损耗以开关管的通态

损耗为主。因而输入电压升高，效率增加；当电压增加到一定时，变换器在零状态

(vA：O)的损耗占相当分量，所以随输入电压的升高，变换器的零状态m口卸)时间加长，

原边电流经变压器、开关管续流引起的损耗增大，变换器效率降低。

89 5

88 5

摹

*875挂

委86 5

85 5

84 5

j》曩。勿．夕

旷1

≯’ {l+#l l

f匕。-,O-。#，2 6输出电流(A)

(a)额定输入电压时效率与负载的关系

90 3

摹一89 8

斗《蠼

耐89 3

88 8

．；—忭。方‰心

1

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义1： 1

- -

L‘

一一N涂：+#}}- ‘1

≮J+#2 L：+

+#3 l：‘一一：

l

170 190 2IO 230 250 270

输入史漉电压(V)

(b)输出满载时效率与输入电压的关系

图5．10三种情形的变换器效率测试曲线


对比图5．10中三种情形的效率曲线可以发现：

①三种情形的效率非常接近，其中采用反向耦合的集成电感的效率略高，最高

效率为90．4％，与分立电感相比，采用反向耦合的集成电感满载时效率提高约0．2％：

②对于正向耦合的集成电感，a)．当输入电压为额定电压：负载较轻时，变换器

效率低于分立电感，负载较重时，效率比采用分立电感略高；b)．当输出满载：输入电

压较低时效率比采用分立电感略高，当输入电压增加到一定程度，效率又比采用分立

电感低。根据理论分析，采用正向耦合的集成电感也能稍微减小铁损，但实际IM的

气隙较大，使铜损增加，抵消了所减小的铁损，所以采用正向耦合电感的效率反而比

采用分立电感低。当然，气隙对铜损的影响同样也会降低采用反向耦合集成电感的电

路效率。

实际效率测试结果与理论分析基本一致，只是磁集成对效率的改善不明显。为了

进一步改善效率，可以采用交流阻抗很小的Litz线绕制电感或适当减小电感匝数以减

小气隙。

5．7本章小结

本章结合改进型CDR ZVS FB变换器进行了绕组电压相位交错的两滤波电感的

磁集成研究：

1．分析正向耦合的集成电感、反向耦合的集成电感的不同效果，结合具体电路，

选择解耦集成的反向耦合的集成电感。分析表明：①反向耦合方式有利于减小磁芯损

耗；②与分立电感相比，不同集成方式对电流脉动的影响不同：在占空比较小时，反

向耦合的集成电感有利于电流脉动的减小，占空比较大时，反向耦合的集成电感会增

加电流脉动：正向耦合的集成电感总使电流脉动增加。

2．给出电路关键参数￡，、c6的设计依据，完成变换器的设计：实验结果说明变

换器能在很宽的负载范围实现主管的ZVS和整流管的自然换流，证明参数选取合理、

有效。

3．理论分析和实验结果表明：反向耦合比正向耦合方式更利于磁件体积和损耗

的减小。根据计算结果，采用合适的磁芯，用解耦集成的反向耦合的集成电感磁芯体

积可比分立电感减小24％。文中还指出，受现有磁芯的限制和散磁的影响，磁集成技

术在减小铁损的同时会带来铜损的增加，在磁件设计中应避免较大的集中气隙。

100


参考文献

阮新波，“移相控制零电压开关PWM变换器的研究”，南京航空航天大学工学博士学位论文，

1996年5月。

J G．Cho，J．A．Sabate，G．C．Hua and F C．Lee，“Zero-voltage and zero-current-switching

full—bridge pwm conveRer for high power applications，”IEEE—PESC，1994，PP．102-108

Ruan Xinbo and Yan Yangguang，“An improved phase-shined zero—voltage and zero—current

switching pwm conveIter'’'IEEE—APEC，1998，pp．81I-815。

N．H．Kutkut，D．M．Divan，and R．W．Gascoigne，‘'An improved full—bridge zero-voltage switching

pwm converter using atwo-inductor rectifier,”IEEETrans．IA，V01．31，no．1，1995，PP．119—126．

Xinbo Ruan，Jiangang Wang,Qianhong Chen，‘"An improved Current-Doubler-Rectifier ZVS

Full—Bridge PWM Convertef’，IEEE-PESC，2001，PP．1749-1754

王建冈。“改进型倍流整流电路ZVSPWM全桥变换器的研究”，南京航空航天大学工学硕

士学位论文，2000年9月。

Pit-Leong Wong,Qiaoqiao wu,Bo Yang and Fred C．Lee，“Investigating coupling inductor in the

interleaving QSW VR／vl”，IEEE-APEC，2000，PP．973-978．

O

●

2

3

4

5

6

7


第六章耦合电感在多路输出电源中的作用

摘要：本章根据电感、理想变压器表征的耦合电感模型，分析了耦合电感对多路输出电源电感

电流脉动、负载交错性能、输出动态性能的影响，其中，着重讨论了耦合电感各参数对电流脉动

的影响，相应提出新的调整电感电流纹波的方法，理论分析和实验结果验证了所提方法的有效性．

6．1引言

作为应用最广泛的集成磁件，耦合电感在多路输出电源中被普遍采用，并对电源

性能的改善起到较大的作用。尽管耦合电感在多路输出电源中的应用非常普遍，但它

对多路输出电源性能改善的机理却未能得到普遍认识，这在国内更为突出。国外相关

文献中系统的分析耦合电感在多路输出电源中作用的文献较少，或者只给出耦合电感

作用的一般性结论，缺少细致分析【11；或者提出的性能改进方法适于采用多磁路结构

磁芯的耦合电感，如EE、El型铁氧体磁芯，却不适于普遍应用的铁粉芯电剧21。而

国内则多为实验研究，理论分析较少。 ·

本章的研究目的是根据引入的相对简单、有效的耦合电感模型，分析耦合电感在

多路输出电源中的作用，并基于分析结果，进一步给出实用的性能改善方法。

6．2耦合电感模型

(a)多路输出电源中的耦合电感 (b)耦合电感的绕组电压波形

图6-1多路输出电源中的耦合电感和绕组电压波形

图6一l给出通常的甩路输出电源中的耦合电感以及绕组电压波形示意图，令

i=1，⋯，Ⅳ，则图中Ⅳf表示耦合电感各绕组匝数，i．为各绕组电流，v，表示各绕组两端电

压，Ⅵn表示整流后电压，％n表示各路输出电压，也是电感绕组所加负压的大小，以(D

表示电感绕组所加正压的大小(注：Vj(i)中括号内的i是可变下标)。假设耦合电感各

绕组正端所加正压为‰∽一般有：

攻一)=K，l(o—voc,『) (6一I)102


通常，人们习惯用自感(厶)和互感(Mf)表征的模型来描述耦合电感，见式(6-2)。采

用互感描述的模型在实际应用中主要存在三个问题：①模型与耦合电感匝比关系无直

接关联，不利于分析耦合电感匝比关系的设计原则；

②模型所需参数较多，需要n．(n+1)／2个参数：③互

感参数不便于直接测量，需外加激励。针对以上问题，

引入电感、理想变压器表征的数学模型进行分析，见

图6．2和式(6．3)，图6．2中VLm为厶两端电压。为方

便起见，沿用描述变压器所用的称谓，称三』J为漏感、

厶为磁化电感。与式(6-2)相比，式(6—3)有利于分析

耦合电感匝比关系及漏感对电路的影响，模型所需参

—曩k+o h

V：

L1—————-o一^吼+之^l k ¨

L二r——————o一^汛+之M“ 匕

L．。．．—．—_一图6-2耦合电感的等效电路

数一般较少(2玎)，且模型中的参数测试与实际变压器的参数测试完全相同，用现成的

LCR测试仪即可。文献【3】对式(6-3)描述的模型进行简化，将漏感与磁化电感结合并

引入有效匝比的概念。但简化模型只适于耦合较好的情形。

V，=厶·鲁+(筹]‘．。idit+，委，％等。‘‘剖。．， cs固

式(6-3)等号右边由三项组成，按照次序分别称为第一项、第二项和第三项，其中第

一项表示f路电流‘经漏感如所引起的压降；第二项表示^经折算到第j路的磁化电感

上引起的压降：第三项表示其他各路电流W≠1)按匝比关系流经磁化电感引起的压降。

由(6．3)式可知：

①与分立电感相比，采用耦合电感后各路的方程中增加了其它各路电流(∞的变

化项，等效于增大了滤波电感，因而能改善电感电流脉动：

②要改善电感电流脉动，其同名端的设置要保证其它路的反射电流(矗M／『Ⅳf)与自

身电流(f。)的方向相同；

⑧要改善电感电流脉动，各路电流的变化方向要相同，即di／dt与Vt同号(卢l，⋯，m。

比较(6．2)、(6．3)，可得两式参数间关系：

扣”(甜‘肾MJl=訾‘

fII∥一． (6-4)J-I．⋯^，’J

“耍

动静¨Ⅲ≈

M

∑妒蝴争Ⅲ厶

ff

q

M

开关电源中磁集成技术的应用研宄

为便于分析，应对(6-3)式进行简化。通常加在耦合电感各绕组上的电压都成比例，即：

V=V一2‘·‘}2’·’=。ko(6-5)L．P-”vl一‘芒一一令kl=l，结合式(6．5)，则式(6．3)可改写为：

弘V=h，鲁+(等]2．。·鲁+，萎，业Ni 2·。·割¨，cs呦6．3耦合电感对电路性能的影响

6．3．1耦合电感对动态性能的影响

结合式(6．3)，分析采用耦合电感后，各路输出电压对负载变化的动态响应。假设

i路负载突然增大，则‰o减小，吆。增大，使i，上升率增大、下降率减小，i，增大：

对于其他各路，‰、‰(，≠D暂时不变，根据式(6-3)可知，由于耦合电感的作用，i，的变化会影响ij，^上升率增大、下降率减小使ij上升率减小、下降率增大，0减小，

使％n呈减小的趋势；另外，‘上升率减小、下降率增大还有利于ff上升率的增大、

下降率的减小，加速n增大以满足负载要求。若采用分立电感，各路电流、电压相对

独立，i路负载增大不会影响其它各路，当闭环控制起作用后，其它各路输出电压会

瞬时增大，严重时会有明显的电压过冲。可见，采用耦合电感后，当i路负载变化时，

耦合电感一方面可以自动调节其它各路电感电流0反向变化，加速‘的调节以适应负

载变化；另一方面，耦合电感还能使各路输出电压的变化呈相同趋势。所以：

①采用耦合电感，每路输出电压的变化会引起其他各路输出电压同样的变化趋

势，有利于控制电路的快速调节，相应有利于电路动态性能的提高；

②采用耦合电感，各路电感电流会自动跟随负载变化，在动态过程中能实现自

动调节，提高了电路的动态响应速度；

从式(6—3)可知，耦合电感的漏感越小、耦合越强，耦合电感的作用越明显。

6．3．2绕组间匝比关系

耦合电感匝比关系的设计直接影响到输出滤波效果的好坏。由式(6—6)可得：

V咆，·鲁饥"V咄警+等叱口j JV．

V。=，萎。等·厶·鲁产I，月o’I ¨‘

(6—7)


由6．2中的分析结果知道：要改善输出滤波效果，应保证幽肋与vl同号(／=-1，⋯，哪，

即与v同号，据此结合(6．7)式分析耦合电感匝比关系的设计：

①当讲l，面与v同号，同时保证讲／出与v同号的条件：

根据(6-7)式的第二个方程，可知要保证幽肋与v同号，则需要：

N，·v“／NI st·v (6-8)

一般而言，Ltl<<L。，所以”拥≈v，代入上式，则有^V．ⅣI≤七f；

②当讲／曲与v同号，同时保证硪I／础与v同号的条件：

通常Ltf<<L。，所以：

Ⅳf-vh／Nl*t·v (6-9)

根据(6-7)式的第一个方程，有v。s v，结合式(6-9)，得到^7一Ⅳl≥七『：

综合①、②，可知要改善输出滤波效果，应取^ⅣⅣl=岛，即根据变压器的匝比关

系确定耦合电感匝比关系。

需要指出，前面讨论时忽略漏感的影响，漏感的存在降低了对匝比关系的要求，

即实际允许N一／NI在七，±6的范围变化(6表示区间宽度)。漏感大，6越大，对主电

路参数变化的敏感性越低。在实际多路输出电源中，岛在一定范围变化，且二极管换

流过程中加在耦合电感各绕组上的电压也不成比例，如果漏感太小，会有较大的输出

噪声或纹波it．31，实践证明用铁粉芯磁环绕制耦合电感一般可满足对漏感的要求I”。

6．3．3耦合电感对电感电流纹波的影响

1．耦合电感对电感电流纹波的影响

将N／NI=kt代入式(6—7)，可得到式(6-10卜(6-12)：联立式(6-7)中第一、二个方程

得到式(6-lO)；将式(6．10)代入式(6．7)中第三个方程可得到式(6—11)：将式(6．11)代入式

(6-7)q1第二个方程可得到式(6-12)。

云di吐·iLtt·鲁卜，，。 (6-10)田。厶．西r1。。’

、 7

V一，毛k等‘每‘舢，睁Ⅲ

"v-鲁c厶+，荟，Lm‘k12‘苦，卜， csJz，

根据式(6—10)、(6-12)和具体电路的参数就能求出电感电流的脉动。采用分立电感，


则￡。=0，式(6．12)同样适用。

由式(6．12)可以看出，当N／Nl=岛时：

①磁化电感越大，电感电流脉动越小：

②各路漏感间的比值关系对Ⅵ。影响较大，所以会对电感电流脉动有较大影响。

磁化电感不变，漏感越大，则对应电路的电感电流脉动越小。

2．电感电流零纹波的条件

如果参数匹配，采用耦合电感能实现某一路或某几路输出零纹波。根据式(6．10)、

(6-12)可知，当Nj／Nz=kt时，只有存在某一路漏感为零时，才能同时实现多路输出零

纹波。然而漏感为零很难实现。根据第一章中1．3．1总结的实现零纹波的方法，可知，

在耦合电感上增加一路辅助绕组M，如图6-3所示，就可以同时实现多路输出零纹波。

参考式(6．7)，电路增加辅助绕组后，满足式(6．13)：

，” 本5+vI 一3_1、J2‰{、 I l 上一 r

虬b砩‰l．【h

L=．．J：虬

——N。一●，．、天l一

、’丰l i—l一⋯r{

乏蒸．‰Ni，．少√纠3)¨咄鲁+等．v。 L， ∞。3’

‰=鲁·L，鲁+，善，生^-掣参考图6-2，当vh=vl----V时，各路输出能同时实现零纹波。各路输出零纹波的条件为：

小等‘‘(瓮_1) (6．14)

实际应用时，可在辅助绕组上外串电感，通过调节外串的电感值满足上式要求。

图6-4、图6-5为采用三种滤波方式(分立电感、耦合电感、零纹波方式的耦合

电感)、两路电感电流脉动(sv、12V)仿真结果。仿真的参数为(令5V绕组为Nt、12V

绕组为Ⅳ2，其它参数定义同前)：输出电流：5V／10A，12V／4A分立电感参数：21uH／5V，


136．2uH／12V：耦合电感匝比(171／Ⅳ2)：10／24耦合电感的磁化电感∞肌)：20uH：漏感：

LtlfluH，￡12=5．6uH：零纹波方式的耦合电感匝比(Ⅳi／N2／No)：10／24／5：辅助绕组漏感：

L缸=5uH。图6-4、图6．5中曲线由上至下依次为采用分立电感、耦合电感、零纹波方

式的耦合电感的电流脉动对比。很显然，与采用分立电感相比，采用耦合电感能改善

滤波效果，在耦合电感上增加辅助绕组，的确能实现多路输出零纹波。

∽∞ ●’O∞t-m●M∞∞

Ⅻm

图64三种滤波方式5V电感电流脉动仿真结果

6．3．4对负载交错性能的影响

图6-5三种滤波方式12V电感电流脉动仿真结果

负载交错性能是多路输出电源的一个重要技术指标，它表示电路在不同的交叉负

载条件时，输出电压间相互跟踪的能力。影响负载交错性能的因素很多，这里只考虑

耦合电感的影响[31。

输出电压p锄等于整流后电压Ⅵn的平均值，因此，讨论耦合电感对负载交错性能

的影响应从考虑其对Ⅵn的影响入手。电流连续时，啊n由原边参数、变压器匝比和整

流二极管特性决定，与滤波特性无关，采用耦合电感不影响输出电压；但电流断续时，

Ⅵn与负载大小、输出滤波参数有很大关系。相同负载，临界连续电流越大，输出电压

越高；临界连续电流越小，断续时与连续时的输出电压越接近【4】。考察负载交错性能

较恶劣的情形就是某一路轻载、其它路重载，这时，轻载的电路输出电压值往往高于

允许值。这大多是因为多路之间工作模式不同，引起多路输出电压间的比例关系被破

坏。采用耦合电感能减小电感电流脉动，扩大电路连续模式的范围，减小临界连续电

流，因此，能缩小断续与连续模式输出电压间差距或能使负载交错性能考察点落在连

续模式工作范围，从而改善多路输出电源的负载交错性能。

可见耦合电感对负载交错性能改善的根本原因就是改善了电感电流脉动，从而有

利于保持多路输出电压间的比例关系。文献[3】对耦合电感对于负载交错性能的影响

进行了细致的研究，并提出了改善负载交错性能的方法。但其方法有一定局限性：由

于增加了主控路的电感电流脉动，虽然改善了主控路重载、从属路轻载的负载交错性


能，却使主控路轻载、从属路重载的负载交错性能变差。因此，要得到很好的负载交

错性能，只有让各路输出都能在很宽的负载范围处于连续模式。这时就可采用6．3．3

中提到的多路输出零纹波的实现方法，按照(6．14)实现参数匹配。

6．4新的调整电感电流纹波的方法

6．4．1原理分析

’实际电路中，各路电感电流纹波的要求大多不同，在实验中经常会遇到电感电流纹

波与要求不匹配的现象：纹波要求严的裕量较小，而要求较松的裕量过大。这时，就需

要对电感电流纹波进行调整。通常采用的调节方法是调节滤波参数：如增加一级滤波电

路，在制作PCB板时增加滤波器件，根据实际情况取舍；或者增大滤波电容。这两种

方法虽然简便却会增加器件个数和成本，对体积也有影响。根据前面的耦合电感对电感

电流纹波影响的分析，可知还可通过调节输出耦合电感的参数来调整电感电流纹波：

①增加磁化电感。要增加磁化电感，需要选用更大的磁芯或者同时增加耦合电

感的绕组匝数，但这会增加磁件的体积和电路的成本。

②调节绕组间漏感关系。要实现该调节有两种办法：①增加一个小电感与耦合

电感直接串联，注意感值不能太大，否则会影响电路的动态性能；②通过改变耦合电

感的绕制方法实现：均匀绕制(又称全绕)漏感较小，集中绕制(又称半绕)漏感较大。

下面来分析改变耦合电感的绕制方法对绕组间漏感关系以及电感电流纹波的影响。

图6-6(a)为两路输出、均匀绕制的耦合电感示意图。由于两绕组都均匀绕制在整

个铁粉芯磁环上，漏磁经过的等效磁路长度、等效导磁面积基本相等，令两个绕组的

匝比关系为如，两绕组漏磁经过的等效磁路长度为，l、，2，根据电感的基本公式，两

路漏感关系满足下式：

Q僚(a)全绕方式 (b)半绕方式

图6．6两种绕制方式的耦合电感

红。掣：||}22(6-15)L ，l Nl。·f2‘


将式(6—15)、n=2代入(6-lO)、(6-12)有：

啦惫一d／．_2_2dt k L dt t鱼dt (6-16)，．，l

2 ⋯。，

图6-6(b)为集中绕制的耦合电感示意图。由于两绕组都是围绕同一个磁环紧密绕

制，漏磁所经过的等效导磁面积基本相等，设为A。。又令两绕组漏磁经过的等效磁

路长度分别为Ii、f2，则：

当两绕组都是单股导线、没有复层绕制，半绕时两绕组的绕线密度满足下式，即

华。华(6-19)，l ，2

其中巩、如分别为两绕组线径。‘

将(6-10)、(6-12)与(6-18)、(6·19)联立n-J"求得两绕组的漏感关系以及电感电流脉动：

鲁“糟吐鼍侮z∞

亟dt=孝k专·堕dt*鲁d·生dt (6-21)2·￡“ 2

、一7

对tg(6-15)、(6-20)两式，可以发现，改变绕制方式后，漏磁经过的等效磁路长度

关系会发生变化，从而改变漏感间关系，相应能调整电感电流脉动和输出电压纹波。

厂家常会用采用增加绕组匝数的方法调整电感电流脉动、输出电压纹波，但沿用

通常的增加匝数、增大电感、减小纹波的思路来做，只增加电感电流脉动大的绕组匝

力洚u％

，

吣啦鱼出心忙亟出

分

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k

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+

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k

％

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■

“普知

，

=


数，所以常会破坏耦合电感绕组间的匝比关系，并不能得到较好的效果。

6．4．2实验验证

下面结合某款计算机电源比较全绕、半绕两种方式的不同效果。该电源的输出指

标及相应的参数为：电源输出(输出电压／最大电感电流)：5V／6A，12V／3A；变压器变

比：3：7；耦合电感磁芯：T0106—26；耦合电感绕组匝比k2(12V：5V)：31：13；绕组线

径比(函：dg／(5V：12V)：lmm：O．8mm；输出滤波电容(C／ESR)：2200uF／40mQ(5V)，

1000uF／90mQ(12V)。

表6-1不同绕制方式测试结果

一号机：二号机

＼＼参数漏感+磁化电流电压纹＼电感(岫 (A) 波(mv)绕制方武＼

全绕 +5V 16．4 6 30

+12V 91．2 3 30

半绕 +5V 18．3 6 20

+12V 94．1 3 45

L ． 1 ．1．个m| 5v输出蚊没．

[20mv／div]

匿； I。

—1：一 [2us／div]．

＼＼参数漏感+磁化电流电压纹＼电感㈣ (A) 波(mV)

绕制方交＼全绕 +5V 16．4 6 28

+12V 91．2 3 34

半绕 +5V 18．4 6 20

+12V 94．9 3 50

熔h藤陌

啊孤洲 z丹口●■_a 2仉■■Ⅳ 2—O啪

(a)全绕方式两路输出电压纹波 (b)半绕方式两路输出电压纹波

图61两种绕制方式输出电压纹波比较

结合电路参数，能够预计两种绕制方式的不同效果：根据式(6．16)，全绕时，5V

电感电流脉动大约是12V电感电流脉动的七2倍，即2．36倍，考虑到滤波电容的ESR，

实际的输出电压纹波应基本相等：根据式(6．17)和式(6．22)，采用半绕方式后，5V的

电压纹波大概减少到全绕的O．688，12V的电压纹波大概增加到全绕的1-312。

表6．1和图6．7为实际的实验结果。对比表6-1中两台电源的实际测试结果可发

110


现，实验数据与分析结果吻合较好：采用全绕方式，两路输出电压纹波基本相等；实

际测试中。半绕方式时5V、12V的电压纹波为全绕方式的0．667／1．5和O．71／1．47：近

似分析的误差为：3．1％(5V)、12％(12V)和3．1％(5V)、10％(12V)。按照通常的想法，

既然半绕后感值增大，两路输出电流脉动和输出电压纹波都应减小，但实际并非如此。

可见，采用电感和理想变压器表征的模型分析耦合电感行之有效。另外，5V和12V

的纹波要求分别为50mV／100mV，所以采用半绕的方式调整电感电流脉动以及输出电

压纹波能够使两路输出都有足够的裕量，利于批量生产，有实用价值。

半绕和全绕对于电感电流脉动的调节实际上是通过调整两路漏感之间的关系来

实现。由于12V和5V的电感匝数相差较大，因此改变绕制方式后，漏磁经过的等效

磁路长度关系会发生较大变化，从而能改变两路漏感之间的关系。如果两路电感匝数

相同，采用前面的方法，可能效果不会这样明显，但总能通过一定方式，包括改变电

感绕制，来调整多路漏感之间的关系从而调整电感电流脉动。

6．5本章小结

通过研究耦合电感对多路输出电源性能的影响，可以得出以下结论：

1．采用电感、理想变压器表征的模型能有效地分析耦合电感对多路输出电源动态性

能、电感电流脉动、负载交错性能的影响。由分析可知，耦合电感使多路输出互相影响，

在动态过程中，有一定的自动调节能力，有利于改善电路动态性能；耦合电感按照一定

的匝比设计，能减小电感电流脉动；由于耦合电感能减小电感电流脉动，扩大电路的连

续模式范围，有利于保持多路输出电压间的比例关系，能改善电路的负载交错性能。

2．耦合电感的匝比关系应在输出电压比值附近选择，才有利于减小电感电流脉

动及输出端噪声。

3．耦合电感的磁化电感及各路漏感间的比值关系对电感电流脉动有较大影响。

4．改变耦合电感的绕制方法能调节各路漏感间的比值关系，从而可以调节电感

电流脉动。

参考文献

【l】 “Coupled filter inductors in multiple output buck regulators provide dramatic performance

improvement,”Unitrode Power Supply Design Seminar,1990，M7，PP．I-10．

【2】s．Cuk，z．Zhang,“Coupled—filter Analysis and Design，”IEEE PESC 1986，PP．655-665．

[31 Dragan Maksimovic，Robot Edckson，Carl Gdesbach，“Modeling ofcross-regulation in converterS

containing coupled inductors，”IEEE APEC 1998，PP．350-356．

【4】_厂道宏，《电力电子技术》，航空工业出版社，1992年第1版，PP-194-196．


第七章关于磁集成技术应用的几点总结

摘要：本章对磁集成技术的作用、磁集成技术应用中常用的变换方法和注意要点以及常用的磁

件集成方式进行归纳、总结．

7．1磁集成技术的作用

磁集成技术的基本作用有：

1．可减小磁件的体积、重量，利于变换器的小型化；

2．可减小电流脉动，有利于器件损耗的减小和变换器动态性能的提高；

3．可从两个方面减小磁件损耗：①减小磁心中的交变磁通从而能减小铁损；②

减少大电流的连接端子从而减小绕组损耗(如IM．CDR电路)。有利于变换器效率的

提高。

其它作用，如调节输入输出关系【l】、实现分数匝绕组【2增则是磁集成技术在具体

场合的特殊作用。

需要指出，受传统磁芯的限制，磁集成技术的作用还不能得到充分发挥。随着电

源的发展、人们对磁集成技术的重视，势必会开发出适于磁集成技术的系列磁芯以充

分利用磁集成技术提高变换器性能。

7．2磁集成技术应用中常用的交换方法和注意要点

结合磁集成技术在变换器应用的一般过程(见图7．1，与图2．1相同)叙述每一步

骤常用的变换方法和注意要点：

图7-1磁集成技术在变换器中应用的一般过程

第一步：推导多种IM方案；

这一步需要：

①用解耦的方法由DM变换器推导IM变换器；

②结合具体电路应用磁件变换方法(见1．3．2)推导多种IM方案；

第二步：IM的分析、比较、选择：

这一步通常需要：

①利用磁件的通用等效电路模型推导磁件等效电路：


②进行磁路分析。

其中，分析IM对电流脉动影响，既可以从磁件等效电路入手(如本文第五章、第

六章)，也可从磁路分析(如本文第三章、第四章)入手，如果磁件等效电路较复杂，

通过磁路分析进行讨论要相对容易。

IM的比较和选择应考虑：

①不同绕组连接方式、不同气隙结构的IM对变换器性能主要是电流脉动的影响；

②不同IM的磁芯中磁密的差别；

③电感和变压器的集成要考虑绕组间漏感的影响。

第三步：完成硬件设计和调试。

这一步主要是磁件设计。需要注意，如果IM的气隙较大，可能会因为铜损的增加

而抵消掉磁集成所减小的铁心损耗。

7．3常用的磁件集成方式

根据IM中磁通的相互作用，可将常用的磁件集成方式分为以下几种：

①直流磁通与交流磁通叠加；

主要用于高频场合的电感与变压器的集成，如IM正激变换器、IM推挽变换器及

IM Boost单级功率因数校正电路等。受到磁芯损耗限制，高频时磁芯的交变磁密取值

较小，降低了磁芯利用率。通过磁件集成，将电感绕组产生的直流磁通耦合到变压器

的绕组中，提高磁芯利用率，能有效地减小磁件体积。

②交流磁通在公共磁柱互相削减；

用于绕组电压相差180。的电感与电感的集成、交变磁通相对方向固定的电感与

变压器的集成等，如VRM变换器中的电感集成、改进型IM．FAC变换器中的电感与

变压器的集成等，可降低磁芯公共磁柱的交变磁密，相应能减小磁芯损耗。

③直流磁通与直流磁通互相削减；

当分立磁件中交变磁通的相对方向不固定。不能利用交流磁通互相削减的集成方

式，可以考虑直流磁通互相削减的集成方式，例如IM．FFAC变换器中电感与变压器

的集成、一般的电感与电感的集成等。这种集成方式有利于磁件体积的减小。

④绕组产生的交流磁通正向耦合：

绕组产生的交流磁通正向耦合表明绕组匝链的交变磁通由多个绕组共同产生、正

向叠加。由于每个绕组匝链的交变磁通在集成前后不变，因此这种集成方式可减小绕

组产生的交变磁通，在一定应用场合，能减小绕组电流脉动。

对于绕组电压成比例(电压比值可以变化)的磁件都可考虑采用这种集成方式，


磁件绕组电压的比值可以固定不变，如多路输出电源中的输出电感、Cuk变换器中的

输入输出滤波电感等；也可以变化，如FAC变换器中的电感和变压器。

具体应用中，应结合具体电路的特点选用集成方式，充分发挥磁集成技术的作用、

提高变换器的性能。

7．4本章小结

本章对磁集成技术的作用、磁集成技术应用中常用的变换方法进行归纳、总结，

并根据磁件中磁通的相互作用关系，总结了常用的磁件集成方式、每种集成方式的优

点以及应用场合，对磁集成技术的研究和应用有一定的指导意义。

参考文献

【1】J．Wei，P．Xu，H．·P．Wu,E Lee，K．Yao and M．Ye，‘'Comparison ofThree Topology Candidates for

12V VRM”，IEEE-APEC，2001，PP．245—251．

【2】Xingsheng Zhou,Dan Chen，Clifford Jamerson，“Application of Half-turn Oll E-Core in Switching

Power Suuplies”，IEEE-APEC，1999，PP．1210-1215．

羽

南京航空航天大学搏士学位论文

第八章结束语

本文主要结合几种典型电路进行磁集成技术的应用和研究，从总体上看，完成了

两方面的工作：①应用磁集成技术改善了变换器的性能；②总结了常用的磁件集成方

式，提出了推导IM变换器和IM等效电路的新方法，对推动磁集成技术的研究和应

用有积极的意义。具体工作概括如下：．

1．回顾了磁集成技术的发展历史，介绍了基本的磁件分析方法，按照磁集成对

象的不同，对磁集成应用中的具体问题进行总结、归纳(如耦合电感的应用方法、磁

件的变换方法以及磁件选择的注意要点等)，指出磁集成技术应用的关键是结合具体

电路进行IM的选择。

2．总结了在变换器中应用磁集成技术的一般过程，建立了磁件等效电路的通用

模型，提出了利用解耦集成来推导IM变换器。新方法的提出，使磁集成技术研究中

的相应工作得到简化，并己在本文磁集成技术的具体应用研究中得到应用。

3．利用解耦的方法由IM．CDR电路导出新的DM．CDR电路，指出：用解耦的方

法由IM变换器导出DM变换器，为拓扑变换和电路综合分析，提供了新的思路。

4．结合FFAc变换器研究磁集成技术的应用，实现有直流偏磁的变压器和电感

的集成，重点讨论IM对电流脉动和磁件磁密的影响以及IM的选择。通过分析，指

出：①增加IM中柱的磁阻一般会增大电感电流和主管电流脉动；(墓)IM-FFAC变换器

中磁件两侧柱的交变磁通方向关系不固定，无法通过一定的绕组连结方式使侧柱的交

变磁通总能够在中柱互相削减，因而只能采用直流磁通削减的集成方式。根据分析结

果，结合具体的变换器设计指标完成IM的选择。对比分析相同设计指标的IM和DM，

并进行IM变换器和DM变换器的效率比较，理论分析和实验结果证明磁集成技术可

以减小FFAc变换器中磁件体积和铁心损耗。

5．通过分析IM．FAC变换器中IM的磁通关系发现：通过适当的交变磁通的正向

耦合可以减小电感绕组的电流脉动，由此提出一种新型IM．FAC变换器。与DM变换

器和传统的IM变换器相比，新型IM变换器不仅在磁件体积和铁芯损耗的减少上有

优势，还可明显减小电感电流脉动。磁集成技术的应用提高了FAC变换器的应用价

值。

6．将磁集成技术应用在改进型CDR ZVS PWM FB变换器，实现两个绕组电压相

位交错的滤波电感的集成。根据变换器的特点要求集成电感要能尽量减小铁心损耗并

保证一定的电流脉动以实现零电压开关和整流管的自然换流。文中比较了不同集成方

式的集成电感对铁心损耗和电流脉动的影响，其中着重讨论集成电感对电流脉动的影


响，发现：①正向耦合电感不利于铁心损耗的减小但会增大电感电流脉动；②反向耦

合集成电感有利于铁心损耗的减小，但在低压、重载、大占空比的条件下会减小电感

电流脉动，因而可能会影响滞后管的软开关。综合考虑集成电感对铁心损耗和电流脉

动的影响，选择解耦集成的反向耦合集成电感。研究结果也表明反向耦合的集成电感

更有利于磁心体积和铁损的减小。文中还指出，受现有磁芯的限制和散磁的影响，磁

集成技术在减小铁损的同时可能会带来铜损的增加，在磁件设计中应避免较大的集中

气隙。

7．根据电感、理想变压器表征的耦合电感数学模型，分析耦合电感对多路输出

电源性能的影响，并得出耦合电感匝比的选取原则。通过分析耦合电感对电流脉动的

影响，发现耦合电感绕组间的漏感关系对电流脉动有影响，进而提出：通过改变耦合

电感的绕制方法调整绕组间的漏感关系，来调整输出电流脉动和输出电压纹波。理论

分析和实验结果证明了该方法的有效性。

8．从IM中磁通关系的角度出发，归纳、总结了常用的4种磁件集成方式、每种

集成方式的优点和应用场合：

①直流磁通与交流磁通叠JJD．"主要用于高频场合的电感与变压器的集成，通过

磁件集成，将电感绕组产生的直流磁通耦合到变压器的绕组中，提高磁芯利用率，能

有效的减小磁件体积。

②交流磁通在公共磁柱互相削减：用于绕组电压相差180。的电感与电感的集

成、交变磁通相对方向固定的电感与变压器的集成等，可降低磁芯公共磁柱的交变磁

密，相应能减小铁心损耗。

⑧直流磁通与直流磁通互相削减：当分立磁件中交变磁通的相对方向不固定，

不能使交流磁通互相削减，可以考虑直流磁通互相削减的集成方式，这种集成方式有

利于磁件体积的减小。

④绕组产生的交流磁通正向耦合：对于绕组电压成比例(电压比值可以变化)

的磁件都可考虑采用这种集成方式，以减小电流脉动。

以上归纳、总结对磁集成技术的研究和应用有一定的指导意义。

由于时间和条件的限制，课题研究仍不够完善，今后将从以下几点进行完善和研究：

1．扩大磁集成技术的应用范围，以改善多种变换器的性能：

2．采用扁平磁芯进行磁集成技术的应用、研究，并进一步研究适于磁件集成的

磁芯结构、形状，以更好的发挥磁集成技术的作用；

3．通过电磁场分析研究磁集成技术对磁件铜损的影响。


攻读博士学位期间发表的论文目录和参加的科研项目

◆攻读博士学位期间发表、录用的论文目录

【l】 “多路输出电源中耦合电感的模型及分析”，《电工技术学报》，将于2001年第5

期发表。

【2】 “采用磁集成技术的高效率、低压输出正反激变换器”，《电工技术学报》，已录

用。

【3】 “耦合电感对多路输出电源输出纹波的影响”《南京航空航天大学学报》，V01．33，

No．4，Aug．2001，PP．376—380。

[4】“采用不对称绕组变压器的不对称半桥电路的研究”，《中国电源学会第十八届年

会论文集》，2001，PP．136．139。

[5]“A Novel Power Factor Correction Circuit Applicable for Motor Drives”，

IPEMC’2000，PP．1094一1098．

[6】“改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器”，2000年华东地区首届电源技术

研讨会，杭州，PP．178．183(第二作者)。

[7】 “多路输出直直变换器的并联均流”，《电力电子技术》，2000年第3期，pp．11．13

(第二作者)。。

◆攻读博士学位期间参加的科研项目

1．1998年12月至1999年6月，于深圳从事350W服务器电源的开发和研究(合

作者：许化民)。

2．1999年8月至1999年10月，承担某型1KW航空逆变器中直一直部分的研

发，该项目年底通过鉴定。

3．2000年3月至2000年4月， 150W正反激磁集成变换器的实验、调试。

4．2000年5月至2000年7月，采用集成电感的改进型倍流整流电路ZVS PWM

全桥变换器的硬件实验、调试(合作者：王建冈)。

5．2000年8月至2000年9月，完成6KW电力操作电源的原理样机(合作者：

李彬、周林泉)

6．2000年11月至2001年6月，完成某型15KW航空电源的工程样机，正在投

产(合作者：李彬)。


致谢

往事如梭，忘不了博士三年求学过程中的汗水和欢乐，更难以忘怀那些曾经关怀、

帮助过我的人们。

感谢导师严仰光教授在学习、生活上给予的关心和帮助，导师学识渊博，治学严

谨，淡泊名利，热心助人，是我做人的榜样。

感谢阮新波副教授在课题上的指导和生活上的关心，对我们来说，阮老师既是严

师、又是益友。

感谢福州大学陈为教授在课题上的指点，在与他的讨论中，得到很多启发、受益

匪浅。

感谢丁道宏教授和赵修科教授给予的关心和鼓励，他们让我感受到为人师者、为

人长者的无私和宽广。

感谢航空电源重点实验室模块电源实验室所有成员的支持和帮助(许化民、杨宏、

周林泉，李斌、赵小俭、许大宇、王建冈、金科、梁晓国、李冬、薛雅丽)，这个团

队让我充分感受到集体的力量。1

感谢学友们(陈新、李伟、李启明、田淳、李磊等)给予的勉励和帮助，那份难

得的友谊我会铭记在心。．

感谢导师及深圳驰源公司提供的机会，让我到生产一线工作和生活，使我体会到

创新的重要。

最后，感谢我的家人，感谢父母的支持、鼓励，感谢伴侣的扶携、鞭策。

还是那句老话，看者、听者或己淡然，言者却是真诚：

谨以此文献给所有帮助，支持和关心我的老师、亲人和朋友们l

陈乾宏

2001年9月

开关电源中磁集成技术的应用研究作者：陈乾宏

学位授予单位：南京航空航天大学

被引用次数： 27次

引证文献(23条)

1.刘大刚.陈杰.龚春英双Buck逆变器的磁集成技术研究[期刊论文]-电力电子技术 2009(3)

2.郑峰.刘圆强.裴云庆.杨旭.王兆安分立磁件集成判据及集成磁件设计[期刊论文]-中国电机工程学报 2008(30)

3.王建冈.阮新波集成电力电子模块封装的关键技术[期刊论文]-电子元件与材料 2008(4)

4.王凯.常现兵采用磁集成技术的不对称半桥倍流整流变换器[期刊论文]-江苏电器 2007(5)

5.郑峰.裴云庆.杨旭.王兆安关于分立磁件集成判据的研究[期刊论文]-电力电子技术 2007(8)

6.李季.罗隆福.许加柱.李勇采用磁集成技术的大电流输出地铁牵引变压器[期刊论文]-电力系统及其自动化学报 2007(3)

7.阳德龙磁性集成变压器在地铁车辆辅助变流器中的应用实例[期刊论文]-电力机车与城轨车辆 2007(3)

8.李洪璠.李洪珠.刘雨刚平面集成磁件在片式开关电源中的应用研究[期刊论文]-通信电源技术 2006(1)

9.尚荣艳多磁路变压器的磁集成技术理论与应用研究[学位论文]硕士 2006

10.樊建辉采用集成磁件的低压大电流输出DC/DC变换器研究[学位论文]硕士 2006

11.蒋赢软开关变换器中平面集成磁件的研究[学位论文]硕士 2006

12.徐立平.王仲奕.顾沈卉.宋雨磁集成技术中磁性元件等效电路模型的研究[期刊论文]-西安交通大学学报 2005(10)

13.尹卫东.余明友.朱忠尼磁集成Z网络DC/DC变换器的仿真研究[期刊论文]-空军雷达学院学报 2005(1)

14.李洪珠.杨玉岗.梁鸿雁开关变换器中阵列式平面集成磁件的磁集成研究[期刊论文]-电力电子技术 2005(3)

15.梁鸿雁 EMI滤波器平面磁集成结构的研究[学位论文]硕士 2005

16.程瑞军开关变换器中薄膜型平面集成磁件的研究[学位论文]硕士 2005

17.王素飞嵌入输入滤波器和集成倍流电感的推挽正激变换器研究[学位论文]硕士 2005

18.梁锦桃磁集成技术在倍流整流半桥变换器中的应用研究[学位论文]硕士 2005

19.于庆广.宾雄辉.王晓慧.杨玉岗平面变压器及平面集成磁技术[期刊论文]-功能材料 2004(z1)

20.梁小国.危建.阮新波一种新颖的交错并联正激三电平变换器[期刊论文]-中国电机工程学报 2004(11)

21.欧阳玉叶.张东来.张滨采用磁集成技术的低压大电流DC/DC变换器的仿真[期刊论文]-通信电源技术 2004(6)

22.杨卫刚.刘春喜采用磁集成技术的不对称半桥倍流整流变换器[期刊论文]-微计算机信息(测控仪表自动化) 2004(4)

23.陈乾宏.阮新波.严仰光开关电源中磁集成技术及其应用[期刊论文]-电工技术学报 2004(3)

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