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UNIVERSIDAD AUTONOMA METROPOLITANA IZTAPALAPA
DIVISI~N CBI CARRERA INGENIERÍA
ELECTR~NICA
PROYECTO TERMINAL “DISPOSITIVOS DE MICROONDAS”
ALUMNOS
NOEL 94216418 PLACENCIA HERNÁNDEZ SALVADOR 93323038
DOMÍNGUEZ REYES
ASESOR GANDARILLA CARRILLO OTHON
INDICE
INTRODUCCION
Modulaclon en microondas ..................................................................... 3 Transmslon de microondas 3 Aplicaciones de microondas ................................................................... 4 Propagacm de microondas .................................................................... 4 Utilización de microondas en comunicaciones espaciales ....................... 7
Microondas ............................................................................................. 1 . .
* .. .................................................................... * I
MARCO TEORICO Modos de propagación de ondas en líneas de transmisión y guías de onda ..................................................................................... 12 Ondas TEM 12 Ondas TE ............................................................................................. 12 Ondas TM ............................................................................................. 12
Guía de onda rectangular Frecuencia de corte en el modo TE ....................................................... 13
Guía de onda circular ............................................................................ 14 Frecuencia de corte en el modo TE ....................................................... 14 Frecuencia de corte en el modo TM ...................................................... 14
Cavidades rectangulares ........................................................................ 15 Cavidades circulares .............................................................................. 15 Frecuencia de resonancia de la cavidad circular .................................... 15 Resonadores Dieléctricos ...................................................................... 16
Acopladores Direccionales ..................................................................... 17
..........................................................................................
Frecuencia de corte en el modo TM ...................................................... 13
Cavidades resonantes de guías de onda ................................................. 15
Divisores de potencia ............................................................................. 17
INTRODUCCION
MICROONDAS
Se denomina así la porción del espectro electromagnético que cubre las ffecuencias entre aproximadamente 3 Ghz y 300 Ghz (1 Ghz = 10A9 Hz), que corresponde a la longitud de onda en vacío entre 10 cm. y l m m .
La propiedad fimdamental que caracteriza a este rango de frecuencia es que el rango de ondas correspondientes es comparable con la dimensión fisicas de los sistemas de laboratorio; debido a esta peculiaridad, las microondas exigen un tratamiento particular que no es extrapolable a ninguno de los métodos de trabajo utilizados en los márgenes de frecuencias con que limita. Estos dos límites lo constituyen la radiofrecuencia y el infrarrojo lejano. En radiofrecuencia son útiles los conceptos de circuitos con parámetros localizados, debido a que en general, las longitudes de onda son mucho mayores que las longitudes de los dispositivos, pudiendo así, hablarse de autoinductancias, capacitancias, resistencias, etc., debido a que no es preciso tener en cuenta la propagación efectiva de la onda en dicho elemento; por el contrario, en las frecuencias superiores a las de microondas son aplicables los métodos de tipo ÓPTICO, debido a que las longitudes de onda comienzan a ser despreciables frente a las dimensiones de los dispositivos.
El método de análisis más general y ampliamente utilizado en microondas consiste en la utilización del campo electromagnético caracterizado por los vectores (E, B, D y H en presencia de medios materiales), teniendo en cuenta las ecuaciones de MAXWELL, . que rigen su comportamiento y las condiciones de contorno metálicos son muy frecuentes a estas frecuencias. Cabe destacar que por ejemplo, el campo E es normal y el campo H es tangencia1 en las proximidades externas de un conductor. No obstante, en las márgenes externas de las microondas se utilizan frecuentemente los métodos de análisis correspondientes al rango contiguo del espectro; así, a frecuencias elevadas de microondas son útiles los conceptos de RAYO, LENTE, etc., ampliamente utilizados en óptica, sobre todo cuando la propagación es transversal electromagnética, (TEM, E y B perpendiculares entre sí y a la dirección de propagación) en el espacio libre. Por otro lado, a frecuencias bajas de microondas, colindantes con las radiofrecuencias, es útil la teoría de circuitos con parámetros distribuidos, en la que toma en cuenta la propagación efectiva que va. a tener la onda en un elemento cualquiera. Así, un trozo de cable metálico, que en baja frecuencia representa simplemente un corto
circuito que sirve para efectuar una conexión entre elementos, dejando equipotenciales los puntos que une, a alta frecuencia el sistema presentaría un efecto peculiar, donde tal frecuencia puede no ser despreciable, además la autoinducción puede causar una impedancia que es preciso tomar en cuenta también. Entonces es preciso representar este cable a través de su impedancia (resistencia y autoinducción) por unidad de longitud.
También en la parte de instrumentación experimental, generación y transmisión de microondas, éstas tienen peculiaridades propias que obligan a considerar características diferentes a las de los rangos de frecuencias vecinos. Respecto a limitaciones que impiden su funcionamiento a frecuencias de microondas a continuación esquematizamos algunas:
Las líneas de baja frecuencia son usualmente ABIERTAS, con lo cual si se intenta utilizar a frecuencias elevadas, automáticamente surgen problemas de radiación de la energía electromagnética; para superar este inconveniente es necesario confinar los campos electromagnéticos, lo que normalmente se efectúa por medio de Contornos metálicos; así, los sistemas de transmisión usuales a microondas. son, o bien líneas coaxiales, o bien guías de onda continuadas por conductores abiertos o tuberías. En este sentido es ilustrativo ver la evolución de un circuito resonante LC paralelo de baja frecuencia hacia una cavidad resonante, que es circuito equivalente en microondas. Como a alta frecuencia las inductancias y capacitancias (ELECTROSTÁTICA, INDUCCIóN ELECTROMAGNÉTICA), cobran gran importancia, por pequeñas que sean. Un circuito resonante para frecuencias RELATIVAS ALTAS puede ser sencillamente dos placas paralelas y una espira uniendo ambas placas; para reducir aún más la inductancia se ponen varías espiras en paralelo, y así se llega a obtener una región completamente cerrada por paredes conductoras.
La energía electromagnética sólo puede almacenarse en una cavidad a frecuencias próximas a las denominadas de resonancia de la misma, las cuales dependen fundamentalmente de su geometría; los campos anteriores penetran sólo en una capa delgada de las paredes metálicas siendo el espesor (E), de esta capa, denominada prohndidad de penetración, dependiente de la frecuencia y de la conductividad del material que constituya a la cavidad a través de la expresión E= 2/WUO, donde W, U y O son respectivamente la frecuencia de la onda, la permeabilidad magnética y conductividad del material. Así, para los siguientes metales: aluminio, oro, cobre y plata, los valores de E a 3'Ghz son respectivamente de 1,6, 1,4, 1,2 y 1,4 unidades. De
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esta forma es fácil comprender que la energía disipada en las cavidades, si éstas están hechas por buenos conductores es pequeña, con lo cual las Q, o factores de mérito de las cavidades resonantes: (energía almacenada / energía disipada por ciclo), suelen estar en orden de 10 "4, pudiendo alcanzar valores mas elevados. Por otra parte el pequeño valor de E permite fabricar guías de excelente calidad con un simple recubrimiento interior de buen material conductor (plateado o dorado).
MODULACION EN MICROONDAS
Los generadores de microondas son generadores críticos en cuanto a la tensión y la corriente de funcionamiento.
Uno de los medios es no actuar sobre el generador o amplificador pero si utilizar un dispositivo diodo pin en la guía de salida, modulada directamente la amplitud de la onda.
Otro medio es utilizar un defasador de ferrita y modular la onda en fase. En este caso es fácil obtener modulación en fiecuencia a través del siguiente proceso:
En una primera etapa, se modula en FM una portadora de baja frecuencia, por ejemplo 70 Mhz.
En una segunda etapa, esta portadora modulada es mezclada con la portadora principal en frecuencia de Ghz, por ejemplo 10 Ghz.
Un filtro de frecuencias deja pasar la fiecuencia suma, 10070 Mhz con sus bandas laterales de 3 Mhz y por lo tanto la banda pasante será de 10067 a 10073 Mhz que es la señal final de microondas.
En el receptor se hace la mezcla de esta señal con el oscilador local de 10 Ghz seguido de un filtro que aprovecha la fiecuencia de diferencia (70 Mhz), la cual es amplificada y después detectada por las técnicas usuales en FM.
TRANSMISI~N DE MICROONDAS.
Un sistema en el que se utilizan localmente las microondas constará fundamentalmente de un generador y de un medio de transmisión de la onda
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hasta la carga; en caso contrario, tendremos necesidad de un sistema emisor y otro receptor, estando el emisor compuesto por los elementos anteriormente citados, donde la carga será una antena emisora, mientras que el receptor será otra antena, medio de transmisión y detector adecuado.
Además de estos elementos existirán otros componentes como pueden ser atenuadores, defasadores, fiecuenciómetros, medidores de onda estacionaria, etc.; nosotros nos vamos a circunscribir fundamentalmente a la guía de onda, como elemento fundamental de transmisión a éstas frecuencias.
Como ya se ha citado, la guía de onda es en esencia una tubería metálica, a través de la cual se propaga el campo electromagnético sin prácticamente atenuación, dependiendo ésta del material de que esté fabricada; así, a una frecuencia detenninada, y para una geometría concreta, la atenuación será tanto menor cuanto mejor conductor sea el material. A diferencia de lo que ocurre en el medio libre, en el que el haz de ondas electromagnéticas es más o menos divergente y existen sus campos transversales electromagnéticos (ondas TEM, ya citadas), en una guía el campo esta confinado en su interior, evitándose la radiación hacia el exterior, y sus campos ya no pueden ser TEM sino que han de'ser necesariamente del tipo TE (campo eléctrico transversal a la dirección de propagación), o bien TM (campo magnético transversal) o bien híbridos, es decir, mezcla de TE y TM.
La configuración de la geometría, tipo de excitación de la guía y frecuencia, además de ciertas configuraciones de campo, denominadas modos, sólo son posibles a frecuencias superiores a una determinada, denominada frecuencia de corte, existiendo un modo de propagación de dichos campos, el modo fundamental, que posee la frecuencia de corte mínima. Por debajo de esta frecuencia la guía no propaga la energía electromagnética.
APLICACIONES DE LAS MICROONDAS.
Sin duda podemos decir que el campo más valioso de aplicación de las microondas es el de las comunicaciones, desde las que pudiéramos denominar privadas, pasando por las continentales e intercontinentales, hasta llegar a las i r
extraterrestres.'
En este terreno, las microondas actúan generalmente como portadoras de información, mediante una modulación o codificación apropiada. En los
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sistemas de radar, cabe citar desde los empleados en armamento y navegación, hasta los utilizados en sistemas de alarma (estos últimos sistemas suelen también basarse en efecto DOPPLER o en cambios que sufre la razón de onda estacionaria (SWR) de una antena, pudiendo incluso reconocerse la naturaleza del elemento de alarma), sistema automático de puertas, medida de velocidad de vehículos, etc.
Otro gran campo de aplicación es el que se pudiera denominar científico. En radioastronomía ocurre que las radiaciones extraterrestres con frecuencia comprendidas entre 10 Mhz y lOGhz pueden atravesar el filtro impuesto por la atmósfera y llegar hasta nosotros.
Entre estas radiaciones están algunas de tipo espectral, como la línea de 1420 Mhz, y otras de tipo continuo debidas a radiación térmica, emisión giromagnética, sincrotónica, etc. La detección de estas radiaciones permite obtener información de la dinárnica y constitución del universo. En el estudio de los materiales (eléctricos, magnéticos), las microondas se pueden utilizar bien para la determinación de parámetros macroscópicos, como son la permitividad eléctrica y la permeabilidad magnética, bien para el estudio directo de la estructura molecular de la materia mediante técnicas espectroscópicas y de resonancia.
En el campo médico y biológico se utilizan las microondas para la observación de cambios fisiológicos significativos de parámetros del sistema circulatorio y respiratorio.
Es imposible hacer una enumeración exhaustiva de aplicaciones que, aparte de las ya citadas, pueden ir desde la mera confección de juguetes hasta el control de procesos o funcionamiento de computadoras ultra rápidas. Quizá el progreso futuro de las microondas está en el desarrollo cada día mayor, de los dispositivos de estado sólido, en los cuáles se consigue una disminución de precio y tamaño que puede llegar a niveles insospechados; estos sistemas son la combinación de los generadores y semiconductores con las técnicas de circuiteria integrada, fácilmente adaptables a la producción en masa.
Sin embargo no todo son beneficios; un crecimiento incontrolado de la utilización de las microondas puede dar lugar a Rroblemas no sólo de congestión del espectro, interferencias, etc., sino también de salud humana; este último aspecto no está lo suficientemente estudiado, como se deduce del hecho de que los indices de peligrosidad sean marcadamente diferentes de unos países a otros.
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PROPAGACION DE MICROONDAS
Las microondas ocupan una porción del espectro de frecuencias entre 3 y 300 Ghz que corresponde a 10 cm y lmrn respectivamente en longitudes de onda. En la práctica son ondas del orden de 1 Ghz a 50 Ghz.
La banda espectral de las microondas se divide en sub-bandas tal como se muestra en la tabla.
FRECUENCIA LONGITUD DE @Hz) ONDA
APROXIMADA (Cm)
S 1.5A8 10 X 8 A 12.5 3 K 12.5 A 40 1.1 Q 40A50 0.8
Sub-bandas en las que se divide la banda espectral de las microondas.
LOS sistemas de microondas son usados en enlaces de televisión, en multienlaces telefónicos y en general en redes con alta capacidad de canales de información.
Las microondas atraviesan fácilmente la ionosfera y son usadas también en comunicaciones por satélites. Además la longitud de onda muy pequeña permite antenas de alta ganancias.
Como el radio de fi-esnel es relativamente pequeño, la propagación se efectúa como en el espacio libre. Si hay obstáculos que obstruyan el radio de fi-esnel, la atenuación es proporcional al obstáculo.
A la atenuación en espacio libre se le agregan algunos valores de atenuación debido a obstáculos:
6 dB: Incidencia restante.
40 dB: Bloqueo total del haz.
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La atenuación puede variar de 6 a 20 dB dependiendo del tipo de superficie que provoca la difracción. Así:
6 dB: Para una difracción en filo de cuchilla.
20 dB: Difracción en obstáculo mas redondeado como terreno ligeramente ondulado o agua que sigue la curvatura de la tierra.
En condiciones desfavorables las pérdidas por reflexión pueden ser de hasta 50 db (propagación sobre el mar).
Si la superficie es rugosa se consideran despreciables las perdidas por reflexión.
UTILIZACIóN DE MICROONDAS EN COMUNICACIONES ESPACIALES
Los satélites artificiales han extendido el alcance de la'línea de propagación y han hecho posible la transmisión transoceánica de microondas por su capacidad de admitir anchas bandas de frecuencias. La línea de transmisión puede extenderse por uno de los distintos medios existentes.
El satélite en forma de globo de plástico metalizado exteriormente puede ser empleado como reflector pasivo, en cuyo caso no se necesita equipo alguno en el satélite. Se ha estimado que veinticuatro de tales reflectores pasivos en órbitas polares establecidas al azar alrededor de unos 5000 kilómetros permitirían una transmisión transatlántica que solo se interrumpiría menos de 1% del tiempo.
Como segunda posibilidad, el satélite puede emplearse como un receptor activo en microondas, retransmitiendo la señal que recibe, bien instantáneamente o tras un almacenaje hasta que éste este próximo a la estación receptora. En este último caso la capacidad del canal queda limitada.
Con el satélite en una órbita próxima es decir, inferior a 8000 kilómetros, la pérdida de transmisión es moderada, pero las estaciones terrestres deben tener antenas capaces de explotar casi de horizonte a horizonte. Si el satélite se sitúa en una órbita ecuatorial de veinticuatro horas parecerá como si estuviera fijo sobre algún punto del ecuador, y podría dar una cobertura mundial. Con el
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satélite fijo en su posición respecto a la tierra y estabilizado en su orientación pueden emplearse antenas grandes y relativamente económicas para las estaciones terrestres, pudiéndose emplear en el satélite una antena con una directividad modesta.
Los países de la zona tropical y templada usan los satélites estacionarios. Los países en zonas mas alejadas del ecuador son forzados a incluir la órbita en relación con el ecuador y prescindir así del sincronismo perfecto, por que el desplazamiento del satélite es lento con relación a la tierra. Como el satélite no debe cargar grandes masas, la potencia de su transmisor es reducida y su antena es relativamente pequeña. Sus ondas deben atravesar la ionosfera terrestre, de ahí el uso de microondas para conseguir altísimas ganancias en las antenas terrestres que deben ser parabólicas de grandes dimensiones, aproximadamente igual a 30 m de diámetro con ganancia de 60 dB en 2 Ghz.
Los enlaces se hacen básicamente entre puntos visibles es decir, puntos altos de la topografía. Cualquiera que sea la magnitud del sistema de microondas, para funcionamiento correcto es necesario que los recorridos entre enlaces tengan una altura libre adecuada para la propagación en toda época del aiio, tomando en cuenta las variaciones de las condiciones atmosféricas de la región. Para poder calcular las alturas libres debe conocerse la topografia del terreno, así como la altura y ubicación de los obstáculos que puedan existir en el trayecto.
Las señales de radiotransmisión en las frecuencias de microondas generalmente se propagan en línea recta en la forma de un haz dirigido de un punto a otro. Sin embargo, el haz puede desviarse o curvarse hacia la tierra por efecto de la refracción de las ondas en la atmósfera.
El desvanecimiento de la señal se debe normalmente a los cambios atmosféricos y a las reflexiones del trayecto de propagación al encontrar superficies terrestres o acuáticas.
La intensidad del desvanecimiento aumenta en general con la frecuencia y la longitud de trayecto.
En caso de transmisión sobre terreno accidentado, el desvanecimiento debido a propagación mulitrayecto es relativamente independiente del citado margen sobre obstáculo,y en casos extremos tiende a aproximarse a la distribución de Rayleigh.
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Las comunicaciones vía satélite poseen numerosas ventajas sobre las comunicaciones terrestres, la siguiente es una lista de algunas de estas ventajas:
El costo de un satélite es independiente a la distancia que valla a cubrir.
La comunicación entre dos estaciones terrestres no necesita de un gran número de repetidoras puesto que solo se utiliza un satélite.
Las poblaciones pueden ser cubiertas con una sola señal de satélite, sin tener que preocuparse en gran medida del problema de los obstáculos.
Grandes cantidades de ancho de banda están disponibles en los circuitos satelitales generando mayores velocidades en la transmisión de voz, datos y video sin hacer uso de un costoso enlace telefónico.
Estas ventajas poseen sus contrapartes, alguna de ellas son:
El retardo entre el UPLINK y el DOWNLINK esta alrededor de un cuarto de segundo, o de medio segundo para una señal de eco.
La absorción por la lluvia es proporcional a la frecuencia de la onda.
Conexiones satelitales multiplexadas imponen un retardo que afectan las comunicaciones de voz, por lo cual son generalmente evitadas.
Los satélites de comunicación están frecuentemente ubicados en lo que llamamos Orbitas Geosincronizadas, lo que significa que el satélite circulará a la tierra a la misma velocidad en que ésta rota, lo que hace parecer al satélite inmóvil desde la tierra. Una ventaja de esto es que el satélite siempre esta a la disposición para su uso. Un satélite para estar en este tipo de órbitas debe ser posicionado a 36000 Kms. de altura, con lo que es posible cubrir a toda la tierra utilizando solo tres satélites.
Un satélite no puede retransmitir una señal a la misma frecuencia a la que es recibida, si esto ocurriese el satélite interferiría con la señal de la estación terrestre, por esto el satélite tiene que convertir la señal recibida de una frecuencia a otra antes de retransmitirla, para hacer esto lo hacemos con algo llamado "Transponders".
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Al igual que los enlaces de microondas, las señales transmitidas vía satélites son también degradadas por la distancia y las condiciones atmosféricas.
Otro punto que cabe destacar es que existen satélites que se encargan de regenerar la señal recibida antes de retransmitirla, pero estos sólo pueden ser utilizados para señales digitales, mientras que los satélites que no lo hacen pueden trabajar con ambos tipos de señales (Análogas y Digitales).
DISPOSITIVOS DE MICROONDAS
La tecnología de semiconductores, que proporciona dispositivos activos que operan en el rango de las microondas, junto con la invención de líneas de transmisión planares, han permitido la realización de tales funciones por circuitos híbridos de microondas.
En estos circuitos, sobre un determinado sustrato se definen las líneas de transmisión necesarias. Elementos pasivos (condensadores, resistencias) y activos (transistores, diodos) son posteriormente incorporados al circuito mediante el uso de pastas adhesivas y técnicas de soldadura. De ahí el nombre de tecnología híbrida de circuitos integrados (HMIC: "Hibrid Microwave Integrated Circuit"). Recientemente, la tecnología monolítica de circuitos de microondas (MMIC), permite el diseño de circuitos/subsistemas capaces de realizar, muchas de las funciones mencionadas anteriormente, en un sólo "chip". Por las ventajas que ofrece esta tecnología, su aplicación en el diseño de amplificadores para receptores ópticos, constituye un campo activo de investigación y desarrollo.
El diseño de circuitos de microondas en ambas tecnologías, ha exigido un modelado preciso de los diferentes elementos que forman el circuito. De especial importancia son los dispositivos activos (MOSFET, HEMT, HBT), pues conocer su comportamiento tanto en pequeña señal como en gran señal (régimen no lineal), es imprescindible para poder predecir la respuesta de un determinado circuito que haga uso de él. El análisis, modelado y simulación de éstos dispositivos, constituye otra de las áreas de trabajo.
La utilización de nuevos materiales 'con altas prestaciones es uno de los pilares del avance espectacular de las tecnologías de la información y comunicaciones. El desarrollo de aplicaciones basadas en sus propiedades requiere un profundo conocimiento previo de éstas.
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MARCO TEORICO
MODOS DE PROGAGACION DE ONDAS EN LINEAS DE TRANSMISI~N Y GUIAS DE ONDA
Las líneas de transmisión que consisten en dos o mas conductores pueden transportar, ondas transversales electromagnéticas (TEM) caracterizadas por la falta de componentes de campo longitudinal, las ondas TEM tienen únicamente definido voltaje, corriente e impedancia característica. Las guías de onda consisten en un solo conductor que puede transportar ondas transversales eléctricas (TE) y/o ondas transversales magnéticas caracterizadas por la presencia de componentes de campo longitudinal magnético o eléctrico respectivamente.
ONDAS TEM
Las ondas transversales electromagnéticas están caracterizadas por Ez=HZ=O. Esto significa que las componentes de campo transversal son cero. Estas ondas existen cuando tenemos dos o mas conductores. Las ondas planas también son un ejemplo de ondas TEM, puesto que no hay componentes de campo en la dirección de propagación, en este caso los conductores de la línea de trasmisión pueden ser considerados como dos largos platos separados e infinitos.
ONDAS TE
Las ondas transversales eléctricas TE (también conocidas como ondas H), están caracterizadas por EZ = O , &#O. Estas ondas pueden ser transportadas dentro de un conductor cerrado, o bien en medio de dos o mas conductores.
ONDAS TM
Las ondas transversales magnéticas TM (también conocidas como ondas Emnnn), están caracterizadas por EZ#O y HZ =O. Al igual que las ondas TE, estas ondas pueden ser transportadas dentro de conductores cerrados o bien en medio de dos o mas conductores.
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GUIA DE ONDA RECTANGULAR
Las guías de onda rectangulares fueron uno de los primeros tipos de líneas de transmisión usadas para transportar señales de microondas, y actualmente se usan para muchas aplicaciones. Una gran variedad de componentes tales como: acopladores, detectores, atenuadores, líneas ranuradas están disponibles comercialmente, para varias bandas de guías de onda (desde un lGHz hasta 220 GHz o mas) . Debido a la tendencia hacia la miniaturización e integración, una gran cantidad de circuitería de microondas es fabricada usando líneas de transmisión planares ( stripline y microstrip ), en lugar de guías de onda. De cualquier manera todavía existe la necesidad de usar guías de onda en muchas aplicaciones, tales como: sistemas de alta potencia, sistemas de ondas milimétricas y algunas otras aplicaciones de precisión. Las guías de onda rectangulares huecas pueden propagar los modos TE y TM, pero no el modo TEM, puesto que solo un conductor esta presente. En estas guías de onda tenemos que los modos TE y TM poseen frecuencias de corte por debajo de las cuales no es posible la propagación, de manera similar que los modos TE y TM en las guías de plato paralelo.
FRECUENCIA DE CORTE EN EL MODO TE La frecuencia de corte en este modo esta dada por la formula:
El modo con la mas baja frecuencia de corte, es conocido como modo dominante. En este caso el modo dominante es el TElo. Para una frecuencia de operación dada f, solo en aquellos modos que tengan una f > fc será posible la propagación. En la mayoría de las aplicaciones la frecuencia de operación y las dimensiones de la guía son escogidas considerando solamente el modo dominante TEIo.
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FRECUENCIA DE CORTE EN EL MODO Th4 La frecuencia de corte en este modo, esta dada por :
En este caso no existen modos TMoo, TMol ni T M I O y el mas bajo modo será el TMI I , a partir del cual será posible la propagación. En este caso la frecuencia de corte es mayor que Ia frecuencia de corte del modo TEIO
GUIA DE ONDA CIRCULAR
Este tipo de guía de onda consiste en un tubo de metal hueco de sección circular, el cual es capaz de transportar tanto las ondas TE como TM.
FRECUENCIA DE CORTE EN EL MODO TE Esta dada por la ecuación:
FRECUENCIA DE CORTE EN EL MODO TM Esta dada por la ecuación:
kc - P n m
fcnm = 2 x 6 - 2 m G
Donde pnm son raíces de una ecuación diferencial y están dadas en tablas matemáticas.
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CAVIDADES RESONANTES DE GUIAS DE ONDA
CAVIDADES RECTANGULARES
Las cavidades resonantes pueden construirse, a partir de secciones cerradas de guías de onda, lo cual no debe ser sorprendente puesto que las guías de onda son un tipo de línea de transmisión. Esta cavidad se puede construir cortocircuitando los extremos de la guía de onda para evitar perdida de radiación, como formando una cavidad cerrada. En la energía eléctrica y magnética es almacenada dentro de la cavidad para que la potencia sea disipada en las paredes metálicas de la cavidad. Para acoplar el resonador podemos hacer una pequeña apertura. Para encontrar los diferentes parámetros de la cavidad resonante, primero derivamos las frecuencias de resonancia para un modo TE o TM, posteriormente derivamos una expresión para el coeficiente de calidad Q, del iésimo modo TE. La frecuencia de resonancia del modo T E ~ I o TMml esta dada por:
Donde a, b y d son las dimensiones de la cavidad.
CAVIDADES CIRCULARES
Una cavidad circular resonante puede ser construida con una sección de guía de onda circular, cortada por ambos lados de manera similar que en la cavidad rectangular. Puesto que el modo dominante de la guía de onda circular es TEN , el modo dominante de la cavidad cilíndrica es TENI . Las cavidades circulares son usadas frecuentemente como medidores de frecuencia de rñicroondas. La cavidad es construida con una cubierta superior movible que permite sintonizar la frecuencia de resonancia mecánicamente, además la cavidad es desacoplable de la guía de onda mediante una pequeña apertura. En la operación la potencia es absorbida por la cavidad cuando es sintonizada la frecuencia de operación del sistema; esta absorción puede ser monitoreada con un medidor de potencia en otra parte del sistema. La sintonía es normalmente calibrada directamente girando la cubierta superior de la cavidad y una escala proporciona la lectura de la frecuencia.
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FRECUENCIA DE RESONANCIA DE LA CAVIDAD CIRCULAR.
La frecuencia de resonancia en modo TEnml esta dada por :
La frecuencia de resonancia en el modo TMnml esta dada por :
RESONADORES DIELECTRICOS.
Estos pueden ser construidos a partir de un pequeño disco o cubo de material dieléctrico de constante dieléctrica alta y de baja perdida. Puesto que los resonadores dieléctricos son similares en principio a las cavidades rectangulares o cilíndricas, la alta constante dieléctrica del resonador asegura que muchos de los campos están contenidos dentro del dieléctrico, pero a diferencia de la cavidades metálicas, existe algún campo que se fuga por los lados del resonador dieléctrico. Estos resonadores son generalmente pequeños en tamaño y peso y de menor costo que sus equivalentes cavidades metálicas, por lo que pueden ser incorporados fácilmente dentro de circuitos integrados de microondas y acoplados en líneas de transmisión planas. Materiales con constante dieléctrica entre diez y cien son generalmente usados con tetratitanatio de bario y dióxido de titanio. Las pérdidas del conductor son ausentes, pero las perdidas del dieléctrico normalmente se incrementan con la constante dieléctrica. Mediante el uso de un plato metálico ajustable encima del resonador, la frecuencia de resonancia puede ser sintonizada mecánicamente. Para la frecuencia de resonancia del resonador dieléctrico el modo mas usado en la practica es el TEOII.
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DIVISORES DE POTENCIA.
Los divisores de potencia junto con los acopladores direccionales y las juntas híbridas son componentes pasivos de microondas usados para división de potencia o combinación de potencia. En la división de potencia una señal de entrada es dividida por el acoplador en dos o mas señales de menor potencia. El acoplador puede ser un componente de tres puertos con o sin pérdida, o puede ser un componente de cuatro puertos. Las redes de tres puertos consisten en juntas T, mientras que las redes de cuatro puertos consisten en acopladores direccionales e híbridos. Los divisores de potencia normalmente proporcionan señales de salida equipotenciales (3dB) aunque otros rangos de división son posibles. Los acopladores direccionales pueden ser diseñados para una división de potencia arbitraria, mientras que las juntas híbridas normalmente ofrecen igual división de potencia. Estas juntas ofrecen una fase ya sea de noventa grados (cuadratura), o de ciento ochenta grados (T-mágica) , alternada entre los puertos de salida. Los divisores de potencia son simples redes de tres puertos en forma de T que pueden ser implementados en cualquier tipo de línea de transmisión.
Idealmente las juntas se consideran libres de perdida, cuyos puertos no pueden ser acoplados simultáneamente. En general hay campos de fuga y modos de mayor orden asociados con discontinuidad de la junta relacionados con el almacenamiento de energía, la cual puede ser cuantificada mediante la medida de la susceptancia . Las impedancias de las líneas de salida ZI y 2 2 pueden ser seleccionadas para proporcionar varios rangos de división de potencia. Así para una línea de salida de 50Q, una división de tres 3dB (equipotencial) puede ser realizada mediante el uso de dos líneas de salida de 1OOsZ. Si las líneas de salida están acopladas, entonces la línea de entrada estará acoplada pero no habrá insolación entre los dos puertos de salida. Cuando un divisor de tres puertos contiene componentes con pérdida, es posible tener acoplados todos los puertos, aunque los dos puertos de salida no presentan aislamiento.
ACOPLADORES DIRECCIONALES.
El funcionamiento básico de este dispositivo de cuatro puertos se explica a continuación :
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C. Medida de la frecuencia de salida del oscilador en fbnción de la tensión de alimentación.
u Fuente Medidor de Potencia
1 J
~
Oscilador Coaxial. ciometro Variable Gum
Termopar Adaptador Frecuen- Atenuador
Figura 1-4 Esquema de conexión para la medida de frecuencia de salida del oscilador en fbnción de la tensión de alimentación.
Siguiendo el procedimiento se obtienen los siguientes resultados:
Fuente de voltaje (V) 9.968 9.970 9.965 9.96 *' 9.96 Medida de frecuencia (Mhz) 10 9 8 7 6.5
Tabla 1-3 Relación entre tensión de alimentación y frecuencia medida.
ANALISIS DE RESULTADOS Y CONCLUSIONES.
Esta práctica ilustra claramente las propiedades del Oscilador Gunn. En la primera gráfica se observa efectivamente el efecto de resistencia negativa: a mayor voltaje aplicado, menor corriente consumida (a partir de 5V). ÉSta es una característica interna del Oscilador que en realidad no es de trascendencia para las prácticas posteriores. La ,característica que más nos interesa como usuarios es la de potencia de salida dé1 Oscilador en función del voltaje aplicado. En este caso como vemos en la gráfica 2, la potencia máxima (5.38mW), se obtiene aplicando 9.W. Este dato es importante, pues sería conveniente tomarlo como referencia para las siguientes prácticas, ya que es el punto máximo rendimiento del Oscilador usado, a pesar de que en los procedimientos siempre se manejen 9V.
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En la tabla 2, los valores de potencia medidos presentan una diferencia considerable respecto al rango de potencia especificado por el fabricante (5 - 20 mW). Posiblemente existan pérdidas en los diferentes dispositvos que no son consideradas en el procedimiento para calcular la potencia.
Por último en el inciso C se corrobora una propiedad de mérito del Oscilador Gunn: la frecuencia de la señal varía muy ligeramente (variación prácticamente despreciable) en función del voltaje aplicado. En este caso la lectura referida en la tabla 3 es la del Frecuenciómetro, puesto que la señalada en el indicador del Oscilador es ligeramente diferente.
En el paso 2 del inciso C hay un error de redacción por lo que se infiere que debe decir 1 O GHz en vez de IOOV. De cualquier forma el voltaje óptimo obtenido es de 9.5V (el mismo que para la potencia máxima).
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EXPERIMENTO 2. MODULADOR Y DETECTOR DE CRISTALES.
Resumen teórico.
El diodo modulador PIN es un diodo conectado en la guía de onda. El diodo es capaz de modular una señal de baja frecuencia lo suficientemente amplia aplicada a través del diodo bajo la presencia de una señal de microondas en la guía de onda. Cuando la tensión es inversa, el diodo permanece inactivo, modulando únicamente los segmentos cuando la señal es directa.
El detector de cristales es un dispositivo capaz de demodular señales de microondas basándose en el principio de característica de ley cuadrática, aunque su uso es principalmente la medición de potencia de las microondas.
Característica de ley cuadrática: a, A’
2 i=a , +a,(Acoswt)+-(l+cos2wr)
Donde i es la comente en el detector de cristales y es proporcional al cuadrado de la amplitud de la tensión de microondas A.
Procedimiento experimental.
A. Modulación de onda cuadrada. Se conecta el aparato como su muestra y siguiendo el procedimiento se
obtienen los siguientes resultados:
I
Oscilador
Figura 2-1 Esquema de conexión para l a medida de metro Variable Gunn
- Frecuencio- Atenuador
Onda cuadrada
Modulador Detector A Pin-Diodo Cristal
las características de la ley cuadrática de un detector de cristales.
24
La diferencia de modulación (A) obtenida es de 0.5 dB, por lo tanto de la ecuación:
A& = 2010g("_-) se obtiene que: ~
Vmax V max V mm V min
= 1 .O59
V max "1 L
Y finalmente: M = Vmin = 0.0288 Vmax .
+ I V min
B. Características de la ley CI dadrática de
onda cuadrada
un detector de cristales.
r: Medidor de potencia
I I I
Oscilador Termopar Adaptador Atenuador - Modulador Atenuador - GUnn Coaxial Variable Pin-Diodo Fijo
Figura 2-2 Diagrama de conexión para la regulación del nivel de potencia de salida.
25
Se sigue el procedimiento indicado obteniéndose los siguientes resultados:
DE ENTADA
Tabla 2-1 Relación entre la potencia de entrada en el atenuador y lectura de la onda estacionaria (SWR).
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ANÁLISIS DE RESULTADOS Y CONCLUSIONES.
Respecto a la etapa de modulación, los resultados obtenidos son satisfactorios. Primeramente, se alcanza a observar en el osciloscopio la señal modulada, aunque ésta es de una amplitud muy pequeña.
Siguiendo el procedimiento se calcula con un par de ecuaciones el índice de modulación (m = 0.0288). Este valor resulta ser muy bajo en términos de eficiencia y contradice un poco a lo señalado en la introducción teórica respecto al modulador. No obstante esto podría deberse a que la amplitud de la señal moduladora de microondas es muy pequeña en relación a la de la señal del generador de onda cuadrada.
En la sección B del experimento se presentan algunos detalles relevantes: - No se especifica que se deba medir la potencia para cada una de las 20
posiciones del atenuador variable, aunque inferimos que sí. - El atenuador fijo tiene un valor muy alto de atenuación, por lo que fue
reemplazado por uno variable fijado a 20 dB. - Las lecturas en el medidor de potencia son muy bajas, por lo que
algunas se tienen que deducir, ya que la resolución y escala de conversión del aparato sólo llega a 0.002mW.
Analizando los resultados de la tabla observamos que la potencia (en dB) de la señal antes de entrar en el detector de cristales (columna 2), es aproximadamente la mitad de la potencia (en dB) de la señal que sale del detector (columna 5). El doble de la potencia en dB resulta ser el cuadrado de la potencia en mW, por lo tanto se está verificando la Característica de Ley Cuadrática en el detector de cristales, aunque se observa con parámetros diferentes (potencia de entrada y de salida en el detector), respecto a los mencionados en la introducción (corriente en el detector y cuadrado de la
. amplitud de la tensión de microondas).
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EXPERIMENTO 3. MODOS DE PROPAGACION, LONGITUD DE ONDA Y VELOCIDAD FASICA DE LA GUIA DE ONDA.
Resumen Teórico.
Una guía de onda de microondas es un tubo metálico con sección transversal rectangular o circular. En nuestros experimentos se utilizan guías de ondas rectangulares y por lo tanto los análisis matemáticos que veremos se basan sobre este tipo de guía de onda.
A. Ecuación de onda: a2p d2p d2p ax2 a y 2 dz2 -+- +-+K ~ = o ................................................................ (3 - 1)
K 2 = W ~ ~ L L E . efecto dieléctrico.
El sistema de coordenadas rectangulares está formado en este caso como si z hese la dirección de propagación.
Y
+ a d
Figura 3-1 Guía de onda rectangular en un sistema rectangulares.
de coordenadas
Resolviendo la ecuación 3-1 con el método de separación de variables se obtiene:
p = {A, cos(K,X) + A,sen(K,X)) {B, cos(K,Y) + B,sen(K,Y))
{Cle”b + C,e+’& ........................................................ (3-2)
d 2 K x 2 +Kv2 = K 2 y -=-jpg
dz longitud de onda I 28
de donde se origina tan solo una propagación en dirección z. La propagación de onda en la dirección positiva z se representa corno e-J& donde corresponde a una propagación de onda en la dirección negativa de Z.
Recordemos brevemente los diferentes tipos de propagación: - TEM (electromagnético transversal). En este caso el campo magnético
y el eléctrico son transversales a la dirección de propagación, pero no existen componentes de campo en la dirección de propagación.
- TE (eléctrico transversal) o modo H. En este sistema no existe campo eléctrico en la dirección de propagación, pero pueden existir algunos campos magnéticos.
- TM (magnético transversal) o modo E. Aquí no existe un campo magnético en la dirección de propagación, pero sí pueden existir campos eléctricos.
Los sistemas TE y TM son sistemas de propagación en una guía de onda hueca y vacía. Las paredes interiores de una guía de onda se presumen que sean fuente de un perfecto conductor (o = a). Además la guía de onda está lista para que se cargue con un efecto dieléctrico (o = m).
Ecuación de Onda para el Sistema TEmn
La ecuación (3-2) se puede volver a escribir para Hz, considerando tan solo la dirección +z que es la que nos interesa:
H(z) = (Al cosKxX + A2 senKxX) (B1 cosKyY + B2 senKyY) (Cl e -j Bgz) = D e -JP@ ............................................................................. (3-3)
Aplicando condiciones de límites y resolviendo la ecuación tenemos:
n f l mzY e-jb H(z) = A,, cos-
a b B. Frecuencia de corte y longitud de onda:
cos -
La frecuencia de corte en una guía de onda rectangular está dada por:
29
Y la longitud de onda está dada por:
C. Longitud de onda dentro de la guía de onda. Esta está dada por la ecuación:
D. Velocidad de Fase. La' velocidad de fase o velocidad de un punto con fase constante en la guía de onda se obtiene con la ecuación:
Vp=f a,
Procedimiento Experimental.
Se arma el circuito y siguiendo el procedimiento descrito se obtiene:
Fuente Indicador Generador de . .. .- SWR onda cuadrada
Placa I Reflectora '
Oscilador onda Ranurada ciometro Pin-Diodo Variable GUIUl Guía de Linea Frecuen- Modulador Atenuador - - - -
- I, Figura 3- 1. Esquema de conexión para la medida de la frecuencia @ Y 1-
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Medida de frecuencia y de la longitud de onda.
Frecuencia (Osc. Gunn) 1 1,000 Frecuencia(Frecuenciometro) 11
3.39 cm hg Calculada 2.73 cm h Calculada
X kg Medida X h Medida
10.5 10,160 2.2 cm 2.2 cm 2.95 cm 3.84 cm
10 9,830 X X
3.05cm 4.07 cm
Tabla 3-1. Comparación de los valores de frecuencia medidos y calculados; longitud y guía de onda.
ANALISIS DE LOS RESULTADOS Y CONCLUSIONES
Dadas las dimensiones de la guía de onda: a = 2.3 cm b = l c m
CI
Se calculó ac para los modos m=l y n=l . También es importante notar que en la ecuación anterior se deben usar centímetros como unidades para a y b. Si se usan metros como referencia, se obtiene un valor diferente para a, y es imposible calcular ag posteriormente. Respecto a la frecuencia medida, hubo una diferencia entre el valor indicado en el Oscilador Gunn y el del Frecuenciómetro, así que se uso el indicado por el Frecuenciómetro.
Para medir la longitud de onda en el espacio libre usando el método indicado, sólo fue posible obtener 3 valores, los cuales son aproximados a los calculados. Los otros 2 valores fueron imposibles de obtener debido a que no se encontraron satisfactoriamente dos posiciones mínimas en el SWR (éste estuvo inestable en estos casos).
31
En la medida de la longitud de onda en la guía, por causas similares también sólo fire posible obtener 2 valores aproximados a los teóricos. Por lo anterior podemos decir que éste es un método delicado, ya que en todo
momento se observó que el SWR responde drásticamente al menor movimiento o giro de la placa reflectora, por lo que ésta debe ser movida cuidadosamente y fijada en perfecto ángulo recto, para así poder obtener valores más cercanos a los calculados, aunque posiblemente influyó también el efecto de la propagación y dispersión de la onda en el espacio para no obtener una medida muy precisa. De cualquier forma es interesante observar como podemos medir el valor aproximado de la longitud de onda, teniendo a la onda fisicamente y detectando sus mínimos con la placa reflectora.
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EXPERIMENTO 9. PRINCIPALES PROPIEDADES DE UN ACOPLADOR DIRECCIONAL.
Resumen teórico.
El acoplador direccional es un dispositivo para la extracción de muestras de señales de microondas. Su importancia es que no introduce reflexiones en el sistema. La directividad del acoplador permite el acoplamiento de energía en una sola dirección.
Las dos características más importantes del acoplador son:
Coeficiente de acoplamiento = 10 log - (dB) P3F
Directividad = 1 O log (dB) P3R
Figura 9-1 Dirección del muestre0 en un acoplador direccional (a) hacia la onda reflejada (b)
4 3 4
2 - P 2 ” b I m OUT
P1.’ 1
Pr 4 Figura 9-2 Medida de la perdida de retorno
33
Para medir las pérdidas de retorno de un aparato, la señal de entrada se aplica al borne 2 y el aparato bajo prueba se conecta al borne 1. De esta forma la señal de retorno es recogida por el borne 3.
Si el coeficiente de reflexión del aparato es: 4; - =P
1 Y la pérdida de retorno o Directividad es: - P2
Podemos calcular el SWR mediante la ecuación: SWR = - l+P 1-P
Procedimiento experimental.
Se conectan los dispositivos como se muestra y siguiendo el procedimiento se obtienen los siguientes resultados:
A. Medida del Factor de acoplamiento.
TI onda cuadrada ‘r Indicador
I I I
Oscilador Cristal - metro Diodo-Pin Variable - GUnn Detector Frecuencio- Modulador Atenuador
Figura 9-3 Esquema de conexión inicial para la medida del factor de acoplamiento
34
Jndlc ador SWR
Fuente Detector a Generador de Onda cuadrada Cri stal
.I
Osci 1 ador Acoplada 1 I Pin -Di o do Vari ab1 e Gunn Terminación m I I
Modul ador Atenuador 0
Acoplador Direccional
Figura 9-4 Diagrama de conexión para la medida del factor de acoplamiento.
Tabla 9-1 Datos para el cálculo del factor de acoplamiento.
B. Medida de la Directividad
Directividad 13 + 50 = 63 I
Indlc ador SWR
Fuente Generador de Onda cuadrada Detector a
Cristal I
\
Oscil ador Terminación S
Modul ador Atenua dor - Acoplada Acoplador Pin-Di odo Variable ~
Gunn
I I
Direccional
Figura 9-5 Esquema de conexión para la medida de la directividad
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C. Medida de la Pérdida de retorno de una carga.
Detector a SWR
- Cristal
Iniicadm
Generador de onda cuadrada
Atenuador Vaiable
. Oscilador Frecuencia Terminación Modulador Atenuador GU!El metro - PinDiodo - Fijo
-
Directional
Figura 9-6 Esquema de conexión para la medida de la pérdida de retorno
A5 SWR I P I (A6-A5) + n . 10 A6 (dB) Pérdida de retorno (dB) (dB)
5 1 .O 18 veces 0.0089 1 +40=41 6
Tabla 9-2 Datos para el cálculo de la pérdida de retorno
ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS Y CONCLUSIONES.
A. Factor de Acoplamiento. En este caso el Factor de Acoplamiento es de 6.5dB, o bien 4.47 veces, es
decir la señal de entrada es 4.47 veces rnás grande que la señal recogida en el brazo auxiliar, lo cual es razonable de acuerdo a las propiedades del acoplador direccional. El valor especificado por el fabricante es de lOdB k 3dB, por lo que el valor obtenido queda ligeramente debajo de este rango. En esta primera etapa cabe mencionar que no se entiende claramente cual es
la función del Frecuenciómetro en el circuito, y si se debe usar la frecuencia de resonancia en todo el procedimiento.
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B. Directividad. En esta sección se presentan algunos detalles: - Para medir la directividad, no se especifica en el procedimiento si se debe
usar el circuito con el Frecuenciómetro o con el Acoplador Direccional para efectuar la calibración inicial.
- En el paso 4 fue imposible igualar la medida del SWR con la de referencia previa. La medida mínima alcanzada fue de 63.4 dB (contra 54 dB de referencia): así que se usó la de 63.4 dB.
Finalmente, el valor obtenido para la Directividad es de 63 dB, un tanto superior al valor especikcado por el fabricante (40 dB), debido probablemente a los factores anteriores. De cualquier forma, un valor elevado para la Directividad es siempre deseable.
C. Pérdida de Retorno de una Carga. La pérdida de retorno obtenida para la carga indicada es de 41dB. Por lo tanto:
1 - = 41dB p = 0.0089 (Coeficiente de Reflexión) P 2
1 + 0.0089 SWR = = 1 .O1 8veces
1 - 0.0089
En este caso el procedimiento experimental es igual al explicado en introducción. Todas las mediciones fueron satisfactorias así como resultado para el coeficiente de reflexión y para el SWR.
la el
37
EXPERIMENTO IO. ESTUDIO DE UNA GUIA ONDA H~BRIDA.
Resumen Teórico. Una junta híbrida o empalme en forma de T, ver figura 10-1, es
fundamentalmente la versión de microondas de una bobina híbrida del tipo comúnmente usado en los circuitos de los repetidores telefónicos.
Figura 10-1. Guía de onda de junta híbrida
Cuando el puente se adapta completamente a las impedancias exteriores, la señal de entrada aplicada al borne 1 aparece en los bbrnes 2 y 3, pero ninguna señal aparece en el borne 4. De la misma forma cuando la señal de entrada se aplica al 4, entonces la señal aparece en los bornes 2 y 3 pero no se tiene ninguna señal en el borne l . La señal se divide equitativamente entre las entradas 2 y 3 pero la fase está
desfasada 180 grados. El brazo 1 a veces se denomina brazo E debido a una razón parecida. Efectivamente es un lugar donde las señales de entrada se puede aplicar a los brazos 2 y 3 en el mismo tiempo. En este caso, el vector suma de las dos entradas aparecerá en el brazo 1. En el brazo 4 aparecerá el vector diferencia de las dos entradas.
Procedimiento experimental. A. Regulación inicial r Fuente
de onda cuadrada
Indicador
I
Oscilador Variable Pin-Diodo Fijo Gunn
Detector Atenuador - Modulador Atenuador
Figura 10-2. Diagrama de conexión inicial para la lectura de referencia.
38
B. Medida del desacoplamiento entre el brazo H y el brazo E. Se conectan los aparatos como se muestra y siguiendo el procedimiento se obtienen los resultados abajo mostrados.
f Fuente de onda cuadrada
Terminación Indicador
I I I
Oscilador Cristal Híbrida Variable Pin-Diodo Fijo Gum Detector A T - Atenuador - Modulador - Atenuador - -
Adaptador 1 Coaxial I
0 Termopar
Medidor de Potencia
Figura 10-3. Esquema de conexión para la medida del desacoplamiento entre el brazo H y el E
Atenuación del Al - A2 + (n. 10) en el medidor SWR atenuador variable Desacoplamiento Variación de la ganancia
Al (dB) (en pasos de 10 dB) A2 (dB) n nasos
1 2 0 .
- .
1 4 I 5 I 66dB Tabla 10- 1 Desacoplamiento entre el brazo 1 y el brazo 4
C. Medida de la atenuación de conexión de la junta híbrida. Se usa el mismo circuito del inciso B para la regulación inicial y siguiendo el procedimiento se obtiene:
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Trayectoria de la señal Atenuador variable Entre los brazos 1 . Atenuación
I 1-2 I 5
Pérdida de inserción (dB)
4-2 I 20 18.8 1.2 Tabla 10-2 Atenuación de conexión de distintos recorridos
D. Medida de la pérdida de retorno del brazo H. Se arman los dos circuitos mostrados, y siguiendo el procedimiento se obtienen los resultados mostrados en la tabla.
F Indicador Generador de onda cuadrada
Fuente
Oscil ador
Atenuador Pin-Di odo Vari ab1 e Acoplador
Dlreccional
Figura 10-4. Esquema de conexión inicial para la medida de la pérdida de retorno
40
I Generador I 7 Fuente
I Eador T
Cristal Pin -Di odo Vari ab1 e I I Acoplador Direccional
Híbn da
Adaptador
I Tennopar
Figura 10-5. Esquema de conexión para la medida de la pérdida de retorno
lobjeto
L Brazo 1 I Brazo 4
Atenuación Valor ganancia del medidor de ~
Perdida de retorno Incremento en la
dB & potencia en pasos de 10 dB As-&+ (n.10)
Absoluto en &
1
20 1047 13 vec. 50.2 20-19.8+50 19.8 20 1412537vec. 61.5 20-9.5+50 9.5
Tabla 10-3. Medida de la pérdida de retorno.
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ANALISIS DE RESULTADOS Y CONCLUSIONES
Medida del Desacoplamiento entre el brazo H y el brazo E. En esta sección existen diversos aspectos del procedimiento descrito que son
un poco confhsos: - No se menciona la regulación inicial del atenuador variable. - El paso 1 del inciso B parece estar de más, puesto que en los pasos 2 y 3
se sigue trabajando con el circuito de regulación inicial. - El atenuador fijo es de 40 dB y no de 20 dB como se suponía. Aunque
posiblemente en este experimento no afecte, es importante considerarlo para otros casos.
Los resultados fueron satisfactorios, el desacoplamiento medido es de 66 dB (la señal de salida en el brazo H es aproximadamente 4000000 veces más pequeña que la de entrada en el brazo E), lo cual confirrna tal carácter de aisla- miento entre el brazo 1 y el brazo 4 de la T-mágica.
Medida de la Atenuación de conexión de la Junta Híbrida. Para medir la atenuación de conexión se siguió el procedimiento descrito, sin
embargo no se obtienen resultados satisfactorios. En un intento se obtuvieron los resultados mostrados en la tabla 10-2, los cuales muestran una atenuación mucho mayor a la esperada. En un segundo intento, no fue posible igualar la lectura de referencia en el SWR cuando se conecta la T-mágica. De acuerdo a la teoría, se debería obtener una pérdida de 3 dB en cada uno de los 3 casos, para obtener una relación de señal de entraddsalida de 2 (en veces). La opción seguida h e medir directamente la potencia de entrada y de salida
en la T-mágica para cada caso (brazo 1-2, brazo 1-3 y brazo 4-2), obteniendo efectivamente una relación de 2. (0.083 mW de potencia de entrada por 0.041 mW de potencia de salida).
** Para obtener mejores resultados, se sustituyó el atenuador fijo por uno variable fijado a 9 dB.
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BIBLIOGRAFÍA
David M. Pozar Microwave Engineering Addison - Wesley
Wayne Tomasi Electronic Communications Systems Pretice Hall
Ferrel G. Stremler Sistemas de Comunicación Al faomega
Entrenador de Microondas Manual de Experimentos
