PROJECTE FINAL DE CARRERA Disseny i implementació d’una

PROJECTE FINAL DE CARRERA

Disseny i implementació d’una font d’ali-

mentació conmutada per a màquines de ta-tuar amb topologia flyback i bateries de liti.

(Design and implementation of a flyback switch-mode-power supply for a tattoo ma-

chine feeded with lithium batteries)

Estudis: Enginyeria superior en electrònica

Autor: Eugeni Pulido Martín

Director/a: Sergi Busquets

Any: 2016

1 DISSENY I IMPLEMENTACIO D’UN FLYBACK SMPS PER A MÀQUINES DE TATUAR

INDEX GENERAL Col·laboracions ...................................................................................................................... 4Agraïments ............................................................................................................................... 4Resum del Projecte ............................................................................................................. 4Resumen del Proyecto ...................................................................................................... 5Abstract ...................................................................................................................................... 51. Introducció .................................................................................................................. 6

1.1 Context del projecte ........................................................................................... 61.2 Objectius ............................................................................................................... 91.3 Estructura de la memoria .............................................................................. 11

2. Disseny ......................................................................................................................... 122.1 Introducció a la topología utilitzada. ........................................................ 122.2 Mode frontera. ......................................................................................................... 172.4 Caracterització de la càrrega. ........................................................................ 182.5 Font de voltatge d’entrada .............................................................................. 232.6 Controlador LT3748. ............................................................................................ 24

2.6.1 Transformador del flyback. ................................................................... 302.6.2 EN/UVLO ............................................................................................... 362.6.3 RFB, RREF ................................................................................................. 372.6.4 Condensador de sortida. ....................................................................... 382.6.5 MOSFET extern ...................................................................................... 392.6.6 Diode de sortida .................................................................................... 402.6.7 Compensació de temperatura ................................................................ 40

2.7 Circuit resultant final. ......................................................................................... 413. Verificació del disseny via simulació ................................................................ 424. Resultats experimentals. ................................................................................... 52

4.1 Càrrega lineal ....................................................................................................... 564.2 Càrrega no lineal: màquina de bobines. ............................................... 634.3 Bateries de liti. ........................................................................................................ 68

5. Conclusions ................................................................................................................ 715.1 Treball realitzat. ..................................................................................................... 715.2 Treball futur. ............................................................................................................ 75

6. Referències ................................................................................................................ 76


INDEX DE FIGURES

Fig. 1. 1 Patent de la màquina de tatuar de Charles Wagner ..................... 7 Fig. 1. 2 Esquema d’un circuint ressonant paral.lel. .................................. 8

Fig. 2. 1 Topologia Flyback ................................................................. 12 Fig. 2. 2 MCC ................................................................................... 14 Fig. 2. 3 MCD ................................................................................... 14 Fig. 2. 4 Mode Frontera ..................................................................... 15 Fig. 2. 5 Estat ON ............................................................................. 16 Fig. 2. 6 Estat OFF ............................................................................ 16 Fig. 2. 7 Esquema electric de màquina de bobines ................................ 18 Fig. 2. 8 Vout: 1.15V ........................................................................ 19 Fig. 2. 9 Vout: 2.03V ........................................................................ 20 Fig. 2. 10 Vout: 3.26V ....................................................................... 20 Fig. 2. 11 Vout: 3.43V ...................................................................... 21 Fig. 2. 12 Vout: 4.97V ....................................................................... 22 Fig. 2. 13 Vout: 7.83V ....................................................................... 22 Fig. 2. 14 Configuració dels PINS de l’LT3748 i valors màxims absoluts. ... 24 Fig. 2. 15 Diagrama de blocks LT3748 ................................................. 27 Fig. 2. 16 Transformadors recomanats pel fabricant. ............................. 34 Fig. 2. 17 Disseny final. ..................................................................... 41

Fig. 3. 1 VOUT1- IOUT1. ......................................................................... 44 Fig. 3. 2 ΔVOUT1 ............................................................................... 44 Fig. 3. 3 VOUT2- IOUT2 .......................................................................... 45 Fig. 3. 4 ΔVOUT2 ................................................................................ 45 Fig. 3. 5 VOUT3- IOUT3 ......................................................................... 46 Fig. 3. 6 ΔVOUT3 ................................................................................ 46 Fig. 3. 7 VOUT4- IOUT4 .......................................................................... 47 Fig. 3. 8 ΔVOUT4 ................................................................................ 47 Fig. 3. 9 VOUT5- IOUT5 .......................................................................... 48 Fig. 3. 10 ΔVOUT5 .............................................................................. 48 Fig. 3. 11 VOUT6- IOUT6 ....................................................................... 49 Fig. 3. 12 ΔVOUT6 .............................................................................. 49 Fig. 3. 13 VDS, ID(Q1) i I(D1) amb RFB=60K i RLOAD=3Ohms ........................ 51

Fig. 4. 1 Esquemàtic placa proves DC1694B ......................................... 53 Fig. 4. 2 Prototip ............................................................................... 56


Fig. 4. 3 RFB=30K .............................................................................. 57 Fig. 4. 4 RFB=45K. ............................................................................. 57 Fig. 4. 5 RFB=60K. ............................................................................. 58 Fig. 4. 6 RFB=100K. ........................................................................... 58 Fig. 4. 7 RFB=120K. ........................................................................... 59 Fig. 4. 8 Arrissant amb VOUT=3.04 ....................................................... 60 Fig. 4. 9 Arrissant amb VOUT=6.43V. ..................................................... 61 Fig. 4. 10 Arrissant amb VOUT=9.84V. ................................................... 61 Fig. 4. 11 Arrissant amb VOUT=11.63V .................................................. 62 Fig. 4. 12 Prototip final amb càrrega i bateries. ...................................... 63 Fig. 4. 13 IOUT amb VOUT=3.225V ......................................................... 64 Fig. 4. 14 IOUT amb VOUT=4.995V ........................................................ 65 Fig. 4. 15 IOUT amb VOUT=10.14V ......................................................... 65 Fig. 4. 16 mAh vs. Temps 1a sessió ..................................................... 68 Fig. 4. 17 mAh vs. Temps 2ª sessió .................................................... 69 Fig. 4. 18 mAh vs. Temps 3a sessió ..................................................... 69

INDEX DE TAULES Taula 3. 1 Simulacions de VOUT;AVOUT, IOUT, IIN respecte RL, RFB ................ 42 Taula 3. 2 Valors de Voltatge i corrent d’entrada i sortida extrets de les simulacions ...................................................................................... 50

Taula 4. 1 VOUT, IOUT, VIN, IIN en funció de RFB ........................................ 59 Taula 4. 2 Arrissat en funció de VOUT .................................................... 62 Taula 4. 3 IOUT, VIN, IIN i eficiencies amb diferents valors VOUT .................. 66 Taula 4. 4 IOUT, VIN, IIN i eficiencies amb diferents valors VOUT amb càrrega mecànica. ......................................................................................... 67


Col·laboracions

Agraïments M’agradaría donar les gracies al meu tutor i profesor Sergi Busquets

Monge, així com també al grup de recerca en electrònica de potència(GREP), en especial a Alejandro Calle Prado,Àlber Filbà Martínez i Joan Nicolás Apruzzese per l’ajuda desinteressada.

Donar les gràcies també a Tomas Resano Inza per la seva ajuda contí-nua. Agraïr el recolzament donat a la meva parella Gloria i als meus pa-res .

Resum del Projecte

En aquest projecte es durà a terme el disseny d’una font d’alimentació va-riable per a màquines de tatuar utilitzant una font conmutada amb una tipo-logia flyback i alimentada amb baterias de liti, així com la seva implementa-ció i ensamblatge fent varies modificacions a una placa de proves subminis-trada per el fabricant del controlador del flyback utilitzat en aquest disseny, L’LT3748 de Linear Technologies.

La característica principal del controlador emprat radica en la no necesi-

tat d’emprar el feedback del voltatge provinent del devanat secundari del transformador del flyback per la regulació d’aquest voltatge dins de la font d’alimentació; reduint així tant el consum com l’utilització d’optoaco-pladors i el tamany del transformador.


Resumen del Proyecto En este proyecto se realizarà el diseño de una fuente de alimentación

de voltaje variable para máquinas de tatuar utilizando una fuente conmu-tada con tipología flyback y alimentada con baterías de litio, así como su implementación y montaje haciendo modificaciones a una placa de prue-bas suministrada por el fabricante del controlador del flyback utilizado, el LT3748 de Linear Technologies.

La característica principal del controlador utilizado reside en que no se requiere el feedback del voltaje de salida proporcionado por el devanado secundario del transformador para la regulación del mismo. Esta caracte-rística hace que se consiga una reducción en el consumo de la fuente, no utilizar elementos como optoacopladores y reducir el tamaño del trans-formador.

Abstract Within this Final Degree Project ,a SMPS flyback power supply feeded

with lithium batteries will carry out. Moreover , the Power supply will be build using a Demonstration Circuit board supplied by Linear Technologies , the switching regulator controller manufacturer.

The main feature of LT3748 is that no third winding or opto-isolator is required for regulation as the part sense the isolated output voltage direc-tly from the primary-side flyback waverform. This feature reduces the number of devices used likewise the transformer size and also increases the efficiency.


1. Introducció En aquest capítol es preten explicar els inicis i evolució en el temps

tant de les màquines de tatuar com de les fonts d’alimentació variables emprades per alimentar-les, així com els objectius del projecte i , final-ment, l’estructura de la memória.

1.1 Context del projecte El tatuatge modern, tal i com el coneixem avui en dia, ha esdevingut

un art molt prominent, tot i que es considera un art relativament nou amb menys de 100 anys de vida. Tot i això, el tatuatge com a expressió hu-mana existeix fa milers d’anys arreu del món en una gran quantitat de cultures. Tot i això, no ha sigut fins fa poc més d’un segle que es va ini-ciar la seva conversió fins el que actualment coneixem com a tatuatge modern amb l’aparició de les primeres màquines eléctriques de tatuar modernes i les primeres fonts d’alimentació que regulen el funcionament d’aquestes màquines( inicialment s’utilitzaven bateries). Aquest dos com-ponents són les dos eines primordials dins del món del tatuatge modern. Dintre de la màquina de tatuar trobariem l’agulla amb la que s’inserta la tinta a la pell, que es moguda per unes bobines que actúen com a electro-imàn alimentades per una Font d’alimentació variable. En termes generals podriem dir que el voltatge varia la força de l’agulla i el seu recorregut.

L’evolució en màquines de tatuar ha sigut mínima desde que , al 1904, Charlie Wagner millorés el disseny del seu mestre Samuel O’Rei-lly(tatuador de la ciutat de Nova York) i el disseny del bolígraf electrónic de Thomas Edison, per donar a llum la primera màquina de tatuar eléc-trica tal com la coneixem ara. [2][3]


Fig. 1. 1 Patent de la màquina de tatuar de Charles Wagner


Podriem dir que les fonts d’alimentació que regulen el funcionament

tingut una evolució més avançada que les propies màquines. Aquesta falta d’evolució de les màquines ha sigut propiciada en major part per la forma de traspasar el coneixement en aquest ofici. Fins fa molt poc anys, l’única forma d’apendre era com en la majoria d’oficis d’artesania, de mestre a aprenent. Aquesta forma de traspasar el coneixement ha impo-sibilitat en gran part que els evenços tecnológics hagin pogut instaurar-se dins del món del tatuatge i de la fabricació de nous tipus de máquines de tatuar fins fa poc temps,.

La utilització d’aquestes màquines ha fet que les fonts de voltatge va-riables que les alimentan hagin evolucionat més progressivament, ja que com veurem més endavant, les màquines de tatuar de bobines demanden una forma de corrent d’entrada molt irregular i gens lineal. [3]

Les primeres formes d’alimentar les màquines es basaven en bateríes, el que impossibilitaba la variació de voltatge. Més tard es van utilizar fonts d’alimentació lineals i variables de laboratori que encara es seguei-xen utilitzant. Tot i això, l’evolució de l’electrònica de poténcia ha propi-ciat la construcció de fonts d’alimentació enfocades exclusivament a màquines de tatuar i ha possibilitat una reducció molt significativa en el tamany d’aquestes.

Fig. 1. 2 Esquema d’un circuint ressonant paral.lel.


La Fig. 1.2 ens mostra un circuit ressonant en paral.lel. L’esquema eléctric d’una màquina de tatuar seria aquest afegint un conmutador que obriria i tancaria el circuit. [5]

1.2 Objectius

El principal objectiu d’aquest projecte és el desenvolupament d’una Font d’alimentació conmutada alimentada amb bateries de liti per a màquines de tatuar. Aquest constarà del disseny i la construcció de la mateixa.

La topología utilitzada dins de una Switched mode power supply ( SMPS) serà un Flyback i tindrà les següents característiques principals:

- Voltatge entrada: 24 Vdc

- Rang voltatge de sortida- 3Vdc – 15Vdc

- Amperatge de sortida màxim continu: 2 Amp

- Amperatge de sortida màxim pic: 5 Amp

L’alimentació de la font mitjançant una o varies bateries de liti fa que aquesta font variable sigui portable i no tingui la necesitat de conectar-se a la xarxa eléctrica. L’autonomía, el pes i el tamany són les limitacions principals en productes d’aquest estil. Una autonomía de entre 4 i 6 hores sense una disminució del rendiment sería un resultat satisfactori, conjun-tament amb un pes del sistema total de menys d’1kg i unes dimensions que no superin els 15 x 10 x 10 cm .

El sistema total ha de ser capaç de suministrar un corrent mitjà de 0.5 a 1 amper aproximadament i pics de corrent de 5-7 ampers aprox.


El voltatge de sortida variarà segons la màquina utilitzada i la técnica que el tatuador emprarà. Cal dir que, generalment, cada usuari d’una font i una màquina determinada utilitzarà un voltatge de sortida diferent a causa de la seva manera d’utilitzar cada tipus de màquina i la seva téc-nica. Això fa que poquem extreure que la característica principal d’una font d’alimentació per a màquines de tatuar sigui la capacitat de submi-nistrar la corrent necesaria en els marges previstos durant llargues hores de treball. Aquest aparells pateixen un gran estrés a causa de la forma d’ona tant irregular que es demandada per la màquina de tatuar durant moltes hores de funcionament; en conseqüència, l’eficiència es un para-metre clau. Més endavant extreurem gràfiques de les ones de corrent de-mandades per la màquina de tatuar tradicional segons el voltatge aplicat. D’aquest darrer paràgraf podem deduïr que l’utilització de la font en llar-gues sessions de treball ( 3-6 hores)és un objectiu important en aquest disseny. Aconseguir una eficiència superior al 85% farà que reduïm l a dissipació de calor i allargarà el temps que es podrá utilizar les bateries entre càrrega i càrrega. [3]

L’adaptabilitat de la Font d’alimentació als diferents tipus de màquines és una característica important que s’hauria de cumplir. La Font conmu-tada hauria de treballar bé tant amb màquines de bobines tradicionals (electroimàn) com amb màquines rotatives( motor DC). Aquestes últimes cada vegada tenen més pes en el mercat i són les que més están evolu-cionant en els últims anys, agafant així un paper molt important en l’evo-lució del tatuatge modern, permetent millorar técniques i creant-ne de noves en el marcatge artístic de la pell. A diferencia de les màquines tra-dicionals, aquestes màquines són més fàcils d’utilitzar, requereixen un set-up mínim, poc manteniment i el tamany, i sobretot el pes, es redueix en gran mesura. Les màquines rotatives demanden una forma d’ona de corrent continua i, al ser motors de continua, demanen poca corrent en comparació amb les màquines tradicionals.

Per últim, un objectiu també important dins de la realització d’aquest projecte és en si l’aprenentatge en el disseny de SMPS basades en topolo-gía flyback. El disseny d’aquestes fonts conmutades implica, en primera instancia, una diferencia respecte d’altres topologies com el buck, boost, buck-boost, etc… ja que afegim un nou component dins del circuit, el


transformador i la inclusió d’altres paràmetres en el disseny del circuit. [1]

1.3 Estructura de la memoria

La Memoria s’estructurarà ens els següents 4 capitols.

- 2. Disseny de la Font d’alimentació

- 3. Verificació del disseny i simulacions

- 4. Resultats experimentals.

o 4.1. Càrrega lineal

o 4.2. Càrrega no lineal: màquina de bobines

o 4.3 Bateries ió-liti

- 5. Conclusions

o 5.1 Resum del projecte

o 5.2 Millores


2. Disseny 2.1 Introducció a la topología uti-litzada.

La topología d’una convertidor flyback consta principalment de les se-güents parts:

- Transformador

- Conmutador( MOSFET)

- Diode de sortida

- Condensador de sortida.

La fig. 2.1 ens mostra un esquemàtic bàsic d’aquesta topología.

Fig. 2. 1 Topologia Flyback

[4][1][6]


Seguidament explicarem el funcionament d’un convertidor flyback amb l’ajuda de gràfiques i esquemàtics.

Un convertidor flyback treballa primerament emmagatzemant energía a un transformador de d’una font d’entrada mentre el conmutador de potència( S)( Fig 2.1) està encés. Quan el conmutador d’apaga, el volta-tge del transformador s’inverteix, polaritzant en directe el diode de sor-tida i entregant energia a la sortida.

Dintre d’una topología flyback la sortida pot ser positiva o negativa, sent aquesta polaritat definida per el punt de polaritat del transformador.

Hi han dos modes principals d’operació segons la transferencia d’ener-gia:

- Mode de conducció continua( MCC): Part de l’energia emmagatzemada al transformador roman al mateix quan el següent periode d’ON comença.

- Mode de conducció discontinua( MCD): Tota l’energia emmagatzemada al transformado és transferida a la càrrega durant el periode d’OFF.

Existeix un tercer mode d’operació, el Mode de conducció crítica o Mode de transició. Aquest mode està a la frontera dels MCC i el MCD, i apareix just quan l’energia emmagatzemada arriba a zero al final del pe-riode de conmutació.

Podem veure les gràfiques de voltatge d’entrada, voltatge drenador surtidor del transistor-conmutador, intensitat de primari i secundari dels MCC, MCD i Mode frontera en les Fig. 2.2, 2.3, 2.4 respectivament. [1][4]


Fig. 2. 2 MCC

Fig. 2. 3 MCD


Fig. 2. 4 Mode Frontera

Dintre del MCC, el valor de la inductancia es gran i el component d’arris-sat de corrent i el camp magnètic es relativament petit, això fa que l’eficièn-cia del MCC sigui relativament més alta que en d’altres modes. Tot i això, el MCD és més popular en el disseny de fonts conmutades ja que te una funció de transferencia més simple i obté una bona regulació.En el MCD la induc-tancia es més baixa que en MCC, en conseqüència, un transformador d’un mateix tamany tindrà menys perdues de conducció en el MCD tot i que el seu valor de corrent RMS sigui més gran. [1]

El funcionament en el Mode Frontera es similar al MCD pero en el Fron-tera el Conmutador s’encén en el moment en que el Voltatge del Drenador està en el seu mínim i en aquell instant la corrent del secundari arriba a 0. Aquesta característica ofereix perduas d’encés mínimes i una millor eficièn-cia, tot i això la freqüència d’operació ha de esser variable.[4]

Seguidament veure’m el circuit equivalent per a cada part del periode de conducció del transistor/conmutador. La Fig. 2.5 ens mostra l’estat del


circuit quan el transistor està encés. En aquest estat el primari del trans-formador es magnetitza. A la Fig. 2.6 veiem l’estat OFF del transistor. Una caracteríustica important dintre de la topología flyback és que l’energia s’entrega a la càrrega només durant el temps que el transistor està apa-gat.

Fig. 2. 5 Estat ON

Fig. 2. 6 Estat OFF


2.2 Mode frontera. Dintre del nostre disseny decidim utilizar una topología Flyback amb

mode frontera, intentant aconseguir així un equilibri entre els pros i el contras del MCC i el MCD.

Utilitzarem l’LT3748 com controlador de la font regulada. Aquest con-trolador està específicament dissenyat per utilizar-lo en topologies flyback aïllades en mode frontera i es capaç de subministrar un ventall ampli de poténcies i conseqüentment es pot utilizar en moltes aplicacions ja que no té el conmutador dins del mateix controlador com en altres, sinó que aquest conmutador s’ha d’afegir externament. La peculiaritat més notable d’aquest dispositiu és que no necesita un tercer devanat o un optoacopla-dor per a la regulació ( feedback del secundari) ja que utilitza la ona del flyback del primari del transformador per regular la sortida cap a la càrrega. L’LT3748 controla un MOSFET de poténcia canal N desde una font interna regulada de 7V.

Com ja hem comentat en el funcionament del flyback en mode fron-tera, per regular la sortida s’ha de fer que la freqüència d’operació sigui variable. En el nostre cas la freqüència es controlada per la corrent de sortida i la inductancia magnetitzant del transformador.

Seguidament anomenem les carácterístiques principals d’aquest dispo-sitiu:

- 5V fins a 100V de rang de voltatge d’entrada.

Funcionament en Mode frontera

- No es requereix tercer devanat al transformador o op-toacoplador per la regulació.

- Regulació desde el devanat primari

- Tensió de sortida programable amb dos resistencies.

- Soft Start programable.

- Bloqueig per baix voltatge d’entrada programable.


2.4 Caracterització de la càrrega.

Un estudi del dispositiu més utilitzat en la técnica de tatuatge, l’ano-menada màquina de bobines, és convenient dintre del nostre disseny ja que ens ajudarà a entendre quina forma de corrent ha d’entregar la nos-tre font conmutada regulable.

En la Fig. 2.7 podem veure un esquema eléctric simple d’una màquina de tatuar de bobines.

Fig. 2. 7 Esquema electric de màquina de bobines simplificat

La màquina de bobines es pot modelar com un interruptor, un inductor i un condensador en paral.lel i una resistencia de càrrega. Quan s’aplica ten-sió a la bobina es crea un cap magnetic que atrau una peça rectangular de ferro anomenada Martell acoplada a una molla (fleix d’acer) que tanca el cir-cuit( interruptor). L’agulla que s’utilitza per tatuar va acoplada al Martell. Quan hi ha el suficient camp magnetic per atraure totalment el martell s’obre el circuit fent que el condensador es descarregui totalment a la bobina i la bobina perd el seu magnetisme. Seguidament, quan la molla amb el Mar-tell torna a la seva posició de repos, es tanca el circuit i comença el cicle de nou.

Un anàlisi del comportament de la corrent que demana la màquina ajuda a entendre el mecanisme i ens permetra dissenyar la font amb més seguretat.


S’han pres les següents captures amb l’oscil.loscopi LeCroy WaveAce 102 inserint una resistència de 0,1R en serie amb el pin positiu de la ten-sió d’entrada. Totes elles mostren el voltatge en borns de la màquina en el multímetre. La pantalla de l’oscil.loscopi mostra una lectura RMS i pic de la corrent de mesura. En aquest experiment la màquina esta lliure de càrrega( resistència mecánica).

Fig. 2. 8 Vout: 1.15V

A poca tensió el camp magnètic generat per la bobina no es suficient-ment gran per atraurer el Martell. Una corrent continia de 4mV/0.1R = 40mA pasa per la màquina en aquest moment.


En la Fig. 2. 9 la màquina segueix sense funcionar. La corrent puja a 66mA.

Fig. 2. 9 Vout: 2.03V

Fig. 2. 10 Vout: 3.26V


Amb 3.26 Volt de sortida la màquina comença a funcionar. El compor-tament es compon de tres etapes.

1. Fleix conectat. Es càrrega el condensador que estaba completament descarregat( Pic >250mA).

2. Fleix encara conectat, la corrent comença a pasar per la bobina i creix amb relació Vin/L.

3. El fleix es desconecta. La corrent de mesura es 0 en el pol d’en-trada, el condensador es descarrega a la bobina.

A La figura 2. 11 Podem veure que a mesura que la tensió puja els pics disminueixen ja que el condensador no arriva a descarregar-se del tot.

Fig. 2. 11 Vout: 3.43V


Al assolir-se els 5V el temps que el fleix està desconectat és igual al

temps que està desconectat. Això es degut a que el camp magnètic és més gran i el consensador manté la bobina conduint més temps també.

Fig. 2. 12 Vout: 4.97V

Fig. 2. 13 Vout: 7.83V


Podem veure que el periode de conmutació es molt similar indepen-dentment de la tensió aplicada a partir de que la màquina comença a fun-cionar.

2.5 Font de voltatge d’entrada

Com a font d’entrada de voltatge dos bateries de ió-liti model DC 1268A . Són bateries formades per piles de liti 1865 amb configuració 4S-2P i ens proporcionen uan tensió der 10.8 a 12.6Volts ,una corrent de 6800mAh , 1C de descàrrega. Posan dos bateries en serie aconseguirem els 24 volts desitjats. Cada bateria tenen una mida de 11.5 x 5.5 x 2.5 cm.


2.6 Controlador LT3748. Tenint en compte els objectius i les especificacions, dissenyarem la

font variable d’acord amb aquests, tenint com a component principal i controlador del flyback un LT3748 de Linear Technologies .

Fig. 2. 14 Configuració dels PINS de l’LT3748 i valors màxims absoluts.

Seguidament resumirem la funció de cada pin del controlador, encap-sulat en un MSOP-16 amb 4 pins extrets.

• VIN(1): Voltatge d’entrada. Aquest pin alimenta a la circuiteria interna d’start-up i ens dona la referencia de voltatge per la circuiteria de feedback conectada al pin RFB. Un condensador ha de bypassar aquest pin.

• EN/UVLO(3): Enable/Undervoltage Lockout. Es pot programar un voltatge mínim de treball del controlador col.locant un divisor resistiu entre aquest VIN i aquest pin. AMb un voltatge menor a 0.5 V el controla-dor dona menys d’1 µA de corrent . Entre 0.5 V i 1,223V donarà corrent però no regularà ni activarà el transistor, pero per sobre d’1,223V tota la circuteria interna començarà a funcionar i el pin SS donarà 5µA de co-


rrent. Quan en EN/UVLO el voltatge caigui per sota de 1,223V, el pin inje-ctarà 2,4 µA de corrent per proveïr d’una histeresis programable del Un-dervoltage lockout.

• INTVcc(5): Aquest pin dona corrent a la circuiteria interna que conforma el driver de la porta del MOSFET extern. Aquest pin s’ha de by-passar amb un condensador i hauria d’estar conectat a Vin si no s’utilitza un tercer devanat del transformador i si Vin<= 20V. Si s’utilitza un tercer devanat, el voltatge aplicat a aquest pin ha de ser menor que el voltatge d’entrada.

• GATE(6): Sortida del driver cap a la porta del Mosfet tipus N extern. Aquest pin conmuta entre INTVcc i GND

• SENSE(7):Entrada de sensat de corrent per el loop de control. Aquest pin s’ha de connectar al terminal positiu de la resistència de sen-sat Rsense i al surtidor del transistor. El terminal negatiu de Rsense s’ha de conectar al pla de massa lo mes a prop del LT3748.√

• GND(8,9): Massa.

• SS( 10): Pin Soft-start. Aquest pin retrasa l’arrencada del dis-positiu. El temps de retard el fixa el tamany del condensador exter del pin. La conmutació comença quan Vss arriva aprox. a 0,65V.

• Vc(11): Pin de compensació del amplificador de l’error in-tern.S’ha de conectar un circuit RC en serie desde aquest pin fins a massa per comensar el regulador. Un condensador de 100pF en paral.lel ajuda a eliminar soroll.

• TC(12): Compensació de la sortida per temperatura. Per pro-duir una corrent cap al node RREF proporcional a la temperatura absoluta, s’ha de conectar una resistència cap a masa. ITC = 0.55V/RTC.

• RREF (14): Pin d’entrada per la resistència externa referida a massa. La resistència en aquest pin hauria de ser de 6.04k o d’un valor entre 5.76k i 6.34k per aconseguir un ratio convenient. Aquesta resistèn-cia hauria d’estar lo mes aprop possible del LT3748.


• RFB (16): Pin d’entrada per la resistència externa de re-torn(feedback). Aquest pin ha d’estar connectat al primari del transforma-dor i al drenador del MOSFET de potència a través de la resistència de feedback. El ratio d’aquesta resistència amb RREF determina el voltatge de sortida. LA corrent mitja d’aquesta resistència durant el periode de conmutació del flyback hauria de ser 200µA aprox. Aquesta resistència hauria d’estar lo mes aprop possible del LT3748.

Com ja hem comentat anteriorment, aquest controlador fa treballar el flyback en el mode frontera, també anomenat mode de conducció crítica. El voltatge de sortida es pot calcular a partir del devanat primari del transformador quan la corrent del secundari es gairebé 0. Aquest métode millora la regulació sense tants condensadors ni resistencies externes.


Fig. 2. 15 Diagrama de blocks LT3748

La figura 2.15 ens mostra un exemple de circuit simple utilitzant L’T3748 amb el diagrama de blocs intern del controlador. Molts dels blocs son similars als que trobem al reguladors conmutats, incloent compara-dors de corrent, reguladors amb referencies internes, temporitzadors i un driver per a la porta d’un MOSFET canal N extern. S’inclouen seccions no-ves com un amplificador d’error i un circuit de compensació de tempera-tura.

Seguidament farem un resum del funcionament del sistema vist a la figura 2.15

Quan el MOSFET extern s’activa, la corrent del inductor creix fins que s’assoleix el limit del corrent fixat en el pin Vc. Després de que el MOSFET s’apagui , el voltatge en drenador del MOSFET puja fins a un voltatge que


és la multiplicació del voltatge de sortida per el ratio del transformador sumat al voltatge d’entrada.

Fórmula del voltatge de drenador:

(2-1)

Tot això, aquest voltatge del drenador cau per sota de Vin quan la co-rrent del secundaria que passa pel diode de sortida cau a 0. En aquest instant un comparador detector de mode frontera capta aquest moment i activa un altre cop el MOSFET extern.

La corrent del secundari cau a 0 a cada cycle del flyback, conseqüent-ment les caigudes de voltatge resistives no causen errors en la regulació de la sortida i ens permet utilizar transformadors més petits en compara-ció amb els transformador d’un regulador que utilitzi MCC. Tot i això, amb corrents de sortida baixes el LT3748 tarda més en posar en ON el MOS-FET extern i fa que treballem en MCD.

Com que l’informació del voltatge de sortida es dedueix desde el pri-mari, el MOSFET s’ha de posar en ON per actualitzar aquesta informació. Per sota de 0,6V en el pin Vc, el nivell de corrent del comparador decreix al seu mínim valor i un temporitzador variable espera abans de encendre el MOSFET altre cop.

Les resistencies RFB i RREF fixen el voltatge de sortida i s’estima de la següent forma:

Quan el MOSFET es posa en OFF, el voltatge en el drenador supera VIN

. L’amplitud d’aquest pols del flyback menys VIN es defineix com:

(2-2)


On:

VF és la caiguda de voltatge en el diode de sortida.

ISEC és la corrent del secundari del transformador

ESR equival a la impedància total del circuit del secundari.

NPS és la relació de transformació efectiva entre primari i secundari.

El voltatge del flyback es converteix a corrent mitjançant RFB i Q2. La major part d’aquesta corrent passa a través de la resistència RREF on es crea un voltatge referenciat a massa que alimenta el l’amplificador d’error del flyback. Aquest últim mostreja la informació del voltatge de sortida quan la corrent del devanat secundari arriva a 0. Aquest amplificador d’error utilitza un voltatge de bandgap de 1.223V com a voltatge de refe-rencia.

L’alta ganancia en el loop farà que el voltatge a la resistència RREF si-gui molt similar al voltatge de referencia de bandgap, VBG . La relació lla-vors entre VFLBK i VBG es podría expressar com:

o

(2-3)

Sabent que VBG es la referencia de voltatge interna de bandgap.

A partir de les fórmules 2.1 i 2.2 en podem extreure una per VOUT .

(2-4)

Com podem veure, aquesta fórmula inclou l’efecte de la impedancia total del secundari, que podem assumir que es zero ja que treballem al mode frontera on la ISEC es zero.


Tenint clar la dependencia de VOUT, anem a seleccionar els diferent components externs del nostre disseny per cumplir els objectius i les ca-racterístiques principals de la font d’alimentació a dissenyar.

2.6.1 Transformador del flyback.

Seguidament calcularem les dades necessaries per escollir un trans-formador que s’adecui al nostre disseny.

El fabricant del controlador ens dona una equació per calcular la mí-nima inductancia que hauria de tenir el primari del transformador.

(2-5)

El circuit de sampleig del voltatge de sortida a partir de la información del primari necesita un mínim de 400ns per preparar i dur a terme aquest sampleig mentre el MOSFET està apagat.

TSETTLE(MIN) = 400ns

De les característiques electríques del datasheet podem extreure:

VSENSE(MIN)= 15mV

Tot això, el nostre controlador te unes limitacions en la circuiteria in-terna que eviten que que el TON del MOSFET sigui inferior a 250ns. Això fa que tinguem un altra equació restrictiva respecte a la inductancia del pri-mari del transformador a escollir.

(2-6)


L’última limitació en el valor de la inductancia del primari està directa-ment relacionada amb la mínima freqüència d’operació amb la máxima càrrega-, fSW(MIN) , tenint en compte que fSW=1/(tON+tOFF).

(2-7)

Tenint en compte VOUT(MIN) i VOUT(MAX) en les nostres especificacions ini-cials , calcularem el rang de la inductància del primari dels transformador on ens podrem moure per , finalment, escollir el transformador més adient.

- Voltatge entrada: 24 Vdc

- Rang voltatge de sortida- 3Vdc – 15Vdc

- Amperatge de sortida màxim continu: 2 Amp

Començem amb (2-5):

tSETTLE(MIN)= 400ns

VSENSE(MIN)= 15mV

Escollim una RSENSE de 15mOhms tenint en compte que :


Això fa que el nostre limit de corrent ILIM sigui de 6,66 A.

Tenint en compte les especificacions escollim el diode PDS760, un diode SCHOTTKY de 7A i que pot soportar 60 V en inversa, valor bastant per sobre del nostre màxim. Te un Forward Voltage de 0,475V típic.

Calculem LPRI per VOUT(MAX) ja que és el valor més restrictiu.

(1).-

(2-8)

Com podem veure ens queda la fórmula en funció de la relació de vol-tes entre primari i secundari del transformador.

Resolent l’ Eq. 2.6 veiem que .

Finalment calcularem el rang de freqüencies de treball del nostre dis-seny per comprobar que està dintre del rang recomanat pel fabricant. La freqüència mínima d’operació a mínima càrrega es de 42kHz.

La freqüència máxima de treball es donarà amb VIN(MAX) i VOUT(MAX).

(2).-

(2-9)

La freqüència mínima de treball es donarà amb VIN(MIN) i VOUTMIN.

Fixem el voltatge mínim d’entrada a 21,6V ja que es al mínim volta-tge que donarà la batería de liti a utilizar abans de que salti la protecció de la mateixa per a voltatge mínim.


(3).-

(2-10)

A partir d’aquestes dades podem escollir el transformador adequat al nostre disseny.

Dins del datasheet del LT3748 el fabricant ens recomana una llista bastant extensa de transformadors dissenyats per flybacks . Els podem trovar a la Fig. 2.16.


Fig. 2. 16 Transformadors recomanats pel fabricant.

A partir d’aquestes dades podem escollir el transformador adequat al nostre disseny.

Estudiant els diferents tranformadors que ens recomana el fabricant, el que més d’adecua en primera instancia al nostre disseny es el 750311596 de Würth Electronics ( 6 Apendix A : datasheet). Ens fixem


primer en la relació de transformació NPS = 1,5. Aquesta relació es relati-vament petita i farà que el pic que hagi de soportar el MOSFET després de possar-se en OFF será menor, com veiem en la equació 2.1.

El nostre voltatge d’entrada de 24V està dins del marge que acepta el transformador.

Seguidament calcularem la inductancia mínima per el nostre disseny a partir de les dades del transformador escollit en primera instancia.

Tenint NPS=1.5 dintre de (1), ens queda:

Podem veure que al transformador escollit LPRI=12µH. Les especifica-

cions de la inductancia del primari están satisfetes amb aquest transfor-mador.

Seguidament calcularem el rang de freqüències amb els valors de in-ductancia i relació de transformació.

La freqüència mínima aproximada del nostre disseny es superior als 42kHz que ens comenta el fabricant com a mínima a utilitzar.


2.6.2 EN/UVLO

La funció Enable/Under Voltage Lockout del nostre controlador ens permetrà establir un marge de funcionament del nostre dispositiu en fun-ció del voltatge d’entrada.

Un divisor resistiu desde VIN fin el pin del EN/UVLO implementa El Un-dervoltage Lockout(UVLO). El llindar d’aquest pin es 1,223V. A més a més, el pin injecta 2,4 µA de corrent quan el voltatge està per sota d’aquest llindar. Aquesta corrent ens permet programar una histéresis ba-sant-se en el valor de R1. Els llindars de UVLO són:

(2-11)

(2-12)

Fixem el Voltatge minim d’entrada per al funcionament del circuit en 22 Volts. Aquest será el voltatge de caiguda amb el que la font es desacti-vara quan decaigui el voltatge( VIN(UVLO,FALLING). Fixem també R1 a 820K i ens quedarà l’equació en funció d’R2.

Trobem que R1 hauria d’esser igual a 48.28K. El valor comercial més proper es R1=50K.

Ara calcularem l’histeresi que tindrem. VIN(UVLO,RISING) serà el voltatge mínim que haurem de tenir a l’entrada del circuit per a que torni a regu-lar.


2.6.3 RFB, RREF

Desde (2-3) podem deduir la següent expressió:

(2-13)

On VTC= 0.55V i VBG= 1.223V.

Fixem RREF=6.04 kΩ com ens aconsella el fabricant.

Aquesta equació asssumeix que els coeficients de temperatura del diode de sortida i VTC són iguals i substitueix RFB/NPS per el valor de RTC.

El fabricant ens diu que el valor de RREF hauria de ser 6.04kOhms aproximadament. Començarem amb valors teorics de resistencies per a RFB i RTC, tot i això els retards i els valors parasits que es crearan en la nostra aplicación ens faran torna a evaluar aquests valors.

La relació de transformació efectiva NPS del nostre transformador es de 1.5.

Calcularem RFBMIN i RFBMAX per aconseguir el rang de voltatges de sor-tida que hem definit a les especificacions.

Tenint:

VTC= 0.55V

VBG= 1.223V.

VOUTMAX=15V


VOUTMIN=3V

VF=0.475V

NPS=1.5

RREF=6.04kΩ

RFBMIN= 29.805 kΩ

RFBmax= 118.71341 kΩ

El valor comercial més proper a RFBMIN són 30 kΩ. Per assolir RFBmax

posarem una resistència en serie amb un poténciometre de 100 kΩ. Tot i que la resistència máxima total será de 130 kΩ, mai arrivarem a aquest valor de forma funcional a causa de la inviabilitat del funcionament de les màquines de tatuar a voltatges més grans de 13-15 Volts.

2.6.4 Condensador de sortida.

Escollirem el condensador de sortida adecuat per minimitzar l’arrisat del voltatge de sortida. L’equació 2.5 calcula l’arrissat de sortida.

(2-14)

Les màquines de tatuar de bobines demanden pics de corrent de uns 5ª de mitja amb una durada de µs o menor. Per aquesta raó posarem un condensador amb molta capacitat. Escollim un condensador electrolític de 1000µF- 35V.

Seguidament calcularem l’arrissat al voltatge màxim que es donara que el voltatge de sortida sigui mínim, es a dir VOUT= 3V


Calculem el tant per cent d’arrissat que tindrem respecte VOUT, amb VOUTMIN i VOUTMAX.

VOUTMIN=3V implica que el %ARRISATMAX=2.93%

VOUTMAX=15V implica que el %ARRISATMIN=0.586%

2.6.5 MOSFET extern

L’elecció del MOSFET la fem basant-nos en trovar un FOM( figure of merit)[7] el més baix posible tenint en compte els paràmetres necessaris. Buscarem un MOSFET enfocat a Fonts d’alimentació conmutades i optimi-tzat per conversors DC/DC.

La limitació del voltatge drenador-surtidor ve donada per (2-1):

En conseqüència, VDS(MAX) ≥ 46.5 V.

La corrent de surtidor hauria de ser superior a ILIM= 6.66A.

Es decideix utilitzar un IPB019N06L3 G de serie OptiMOS de Infineon basant-nos en aquests parametres i en la seva FOM. El FOM per a IPB019N06L3 [7]:

- FOM1= 0.2375

A continuació enumerem les seves principals característiques:

- VDS =60V

- RDS(ON)MAX = 1.9mΩ

- ID =120 A

- Tecnologia optimitzada per conversors DC/DC

- Producte FOM Excel.lent.

- RDSON molt baixa.


2.6.6 Diode de sortida

El voltatge en inversa del diode és la primera especificació a tenir en compte quan escollim el diode de sortida. Podrem evitar l’ús d’un snubber a la sortida tenint suficient marge en aquest paràmetre. Escollim el PDS760 de DIODES INCORPORATED, un diode de poténcia que pot assolir fins a 60V en inversa i amb una caiguda de tensió baixa( 0.475V). Assumeix fins a 7 A en directa i la seva tipología es SCHOTTKY. Aquest diode ens profor-ciona una gran eficiència i està enfocat a la topología que utilitzem en el nostre disseny.

2.6.7 Compensació de temperatura

El primer terme de l’ecuació de VOUT (2-3) no té dependència de la tem-peratura, tot i això la caiguda de voltatge del diode té un coeficient negatiu de temperatura a tenir en compte. Per compensar això el fabricant ens proporciona una font de corrent conectada internament al pin de RREF i aixi obtenim un coeficient de temperatura positiu. La corrent es controlada per la resistència RTC conectada del pin TC a massa. Utilitzem la següent equa-ció per cancelar el coeficient de temperatura:

(2-15)

Tenim que :

(2-16)

Finalment ens queda que RTC=RFB/NPS.

La nostra RFB és variable.

Per a RFBMIN= 30KΩ, tenim una RTC =20KΩ, i per Per a RFBmax= 130KΩ, tenim una RTC =86KΩ.


Decidim posar una RTC=20KΩ fixe inicial i estudiar el comportament del circuit.

Tot i això, la RTC que obtenim amb aquesta fórmula hauria de verificar-se de forma experimental i adjustar-se si es necesari.

2.7 Circuit resultant final.

Fig. 2. 17 Disseny final.

Com podem veure en la Fig. 2.17, el pin que dona corrent a la circuiteria que conforma el driver de la porta del nostre MOSFET ( INTVCC) el conectem directament a VIN amb un Condensador de 47uF ja que no utilitzem el tercer devanat del nostre transformador.

Al pin SS insertem un condensador de soft start de 2000pF que retar-darà el funcionament del circuit fins que VSS assoleixi 0.65V.


Al pin de compensanció del amplificador de l’error conectem un circuit RC en serie per compensar el regulador. El condensador de paral.lel de 470p ens ajuda a eliminar soroll extern.

Per calcular la inductancia del secundari del transformador de forma teórica, utilitzem la següent fórmula.

(2-17)

extreiem que L2=5,333uH.

3. Verificació del disseny via simulació Per dur a terme les simulacions s’ha utilitzat l’LTspiceIV, un simulador

d’alt rendiment basat en el P-SPICE III i desenvolupat per Linear Techno-logies per treballar específicament amb reguladors conmutats. LTSPICE IV inclou una gran qüantitat de models de simulació de components enfo-cats als reguladors conmutats com transformador per flyback, MOSFET, diodes, controladors, reguladors i components de la seva fabricació. Aquest software es totalment gratuït i té un helpdesk online molt eficient.

Per veure i entendre el funcionament del nostre disseny farem varies simulacions amb diferents valors de RFB per obtenir diferents VOUT. Totes les simulacions les farem amb una càrrega lineal. La taula 3.1 mostra les simulacions que farem fixant el valor de la càrrega i RFB.

Taula 3. 1 Simulacions de VOUT;AVOUT, IOUT, IIN respecte RL, RFB

RFB=30K RFB=60K RFB=120KRL=8Ω VOUT1 ΔVOUT1 IOUT1 IIN1 VOUT3 ΔVOUT3 IOUT3 IIN3 VOUT5 ΔVOUT5 IOUT5 IIN5RL=1,5Ω VOUT2 ΔVOUT2 IOUT2 IIN2 RL=3Ω VOUT4 ΔVOUT4 IOUT4 IIN4 RL=5.5Ω VOUT6 ΔVOUT6 IOUT6 IIN6


(2-3) ens dona el valor de VOUT per a una RFB=30K.

VOUT1=3.02V.

Per a RFB=60K à VOUT3=7.07V.

Per a RFB=120K à VOUT5=15.17V.

Com ja es va comentar en l’apartat 2.3.7 la RTC depén de RFB. La nos-tra RFB es variable però la RTC serà fixa. En conseqüència haurem de fixar una RTC en simulació per a que els valors de VOUT siguin els més propers als calculs inicials, pero tenint en compte que tot el rang de VOUT respecte a RFB variarà respecte als calculats.

En la documentació del controlador mencionen que la variació de RTC

respecte al calculat s’ha de ajustar de forma empírica i en simulació per aconseguir el valor desitjat.

Les primeres proves les efectuem amb una RTC=20K i RFB=30K obte-nim una VOUT=4,08 Volts quan esperavem un valor al voltant de 3 Volts. Per a RTC=20K i RFB=120K obtenim una VOUT =15.5 volts.

Amb RTC=20K el limit inferior ens queda massa alt. Decidim fer simu-lacions amb RTC=10K i obtenim:

RFB=30K à VOUT=3.07 V.

RFB=120K à VOUT=13.10 V.

Decidim utilitzar rang de voltatge de sortida que obtenim amb RTC=10K , ja que com hem dit anteriorment no es viable utilitzar voltatges majors a 13 volts en la majoria de màquines de tatuar ben ajustades.

A continuació mostrem les grafiques resultants de les simulacions es-pecificades a la taula 3.1. Els resultats están resumits en la taula 3.2.


Fig. 3. 1 VOUT1- IOUT1.

Fig. 3. 2 ΔVOUT1


Fig. 3. 3 VOUT2- IOUT2

Fig. 3. 4 ΔVOUT2



Fig. 3. 6 ΔVOUT3



Fig. 3. 8 ΔVOUT4



Fig. 3. 10 ΔVOUT5



Fig. 3. 12 ΔVOUT6


La següent taula inclou els valors RMS de les simulaciones fetes amb

LTSPICE així com l’eficiència del convertidor amb cadascun dels valors de les simulacions i el ripple. El programa ha calculat els valors RMS en re-gim permanent de cadascuna de les ones.

La Taula 3.2 ens mostra tots els valors extrets de les gràfiques le des si-mulacions anteriors.

RFB(Ω) RLOAD(Ω) VOUT(V) IOUT(mA) VIN(V) IIN(mA) ΔVOUT(mVpp

) EF(%)

1 30K 8 3.0867 387.68 24 63 10 78.07

2 30K 1.5 3.0718 2048 24 310 27 84.52

3 60K 8 6.4127 802 24 239 13 89.57

4 60K 3 6.4009 2133 24 622 32 91

5 120K 8 13.085 1635 24 934.5 31 95.42

6 120K 5.5 13.062 2375 24 737 48 95.26

Taula 3. 2 Valors de Voltatge i corrent d’entrada i sortida extrets de les si-mulacions


Fig. 3. 13 VDS, ID(Q1) i I(D1) amb RFB=60K i RLOAD=3Ohms

La Fig. 3.13 ens mostra el funcionament del convertidor treballant en mode frontera. Es pot veure que quan el MOSFET està tancat VDS és 0 així com ID1, que és la corrent que passa per el diode de sortida. En aquest estat la corrent que passa per el drenador del MOSFET, que és la mateixa que passa per el primari, va creixent fins arrivar al limit, on el MOSFET es posa en OFF. En aquest moment es pot veure com VDS puja fins a la suma del voltatge d’entrada, el voltatge de sortida multiplicat per NPS i la caiguda en el diode de sortida, i la corrent en el diode puja i va decreixent fins arrivar a 0 i VDS baixa per sobre de VIN. Seguidament el comparador de mode frontera detecta aquest moment i torna a posar el MOSFET en ON.


4. Resultats experimentals. A causa de la miniaturització dels components, el prototipatge amb re-

cursos limitats és cada vegada més difícil. El controlador a utilitzar està disponible en un encapsulat MSOP-16 amb unes dimensions de 4x3 mm i una distància entre potes de 0.5mm.

Les capacitats i resistencies paràsites que sorgeixen dintre d’un dis-seny pobre de una pcb o punt a punt farien desestabilitzar el funciona-ment d’aquest circuit.[8]

Per aquestes raons decidim construir el nostre disseny a partir d’una placa de demostració del controlador LT3748. Escollim la placa DEMO DC1694B de Linear.

Aquest circuit es un convertidor flyback DC-DC basat en l’LT3748 dis-senyat per obtener una sortida de 12V i 2,5 A amb una entrada de 22V a 75V en continua. Es requereix una càrrega mínima del 2% de la càrrega total a la sortida per el seu correcte funcionament. El fet de que el rang de voltatge d’entrada i corrent de sortida estigui dins dels nostres paràmetres, que el circuit sigui fàcilment modificable i que el disseny de PCB sigui óptim, fa que aquest circuit sigui el candidat ideal per el nostre prototip.

Després de crear una perfil dintre de la seva website, contactem amb el distribuidor dintre d’Espanya per a que ens faciliti la placa escollida on es modifica lo exposat anteriorment per adaptar el nostre disseny a la placa.

La figura 4.1 mostra l’esquemàtic d’aquest circuit.


Fig. 4. 1 Esquemàtic placa proves DC1694B

A continuación enumerem el components amb els que hem modificat la placa i els nous valors del components :

• Tranformador FLyback 750911596 de Würth Electronics

• R9=10KΩ= RTC

• R3=820KΩ (EN/UVLO)

• R6=50KΩ (EN/UVLO)

• R7= 30KΩ + 100 KΩ ( POT)

• D1=PDS760

• C16(afegit)= 1000uF 35V

• Extreiem el diode D4 que ens limita la sortida a 13 volts.

Cal dir que s’ha modificat el layout de la pcb, ja que el transformador insertat erà més gran que l’anterior, soldant el nou transformador a una


placa de topos amb barres de pins through-hole i s’ha soldat els pins al pads on estaba l’antic transformador.

A més a més, s’ha afegit una conexión JACK 6.3mm als pins de VOUT, ja que es l’estándar en fonts d’alimentació estándar de tatuar, així com també un led a l’entrada i una conexió Jack DC IN de 2,1 mm per a poder inserir VIN desde un transformador o des d’una batería.

La diferencia més significativa entre el nostre disseny del prototip i el disseny en simulacions amb LTSPICE IV és el transistor MOSFET utilitzat.

En el disseny inicial i amb simulacions vam escollir un Mosfet d’ Infi-neon amb una VDS=60V, concretament el: IPB019N06L3 amb les se-güents característiques principals:

• Canal N.

• Vds(V)= 60

• Rds[on](mΩ)= 1.9

• Qgate(C ) = 0.125e-006

• ID(A)=120

En el prototip es va decidir deixar el transistor que el disseny incorpo-rava a causa de la dificultad de substituir-lo , ja que els valors d’aquest estaven sobredimensionats per al nostre disseny.

El MOSFET del prototip és un Si7450DP del fabricant Vishay Siliconix amb le següents característiques principals:

• Canal N.

• Vds(V)= 200

• Rds[on](mΩ)= 65

• Qgate©= 34e-009= 0.034e-06

• ID(A)=5.3


Per a caracteritzar i comparar aquests dos MOSFETs farem servir el concepte de Figure of Merit( FOM ) . El FOM es un valor númeric que re-presenta els parametres de potència i altres factors importants que afec-ten a aquest parametre d’un dispositiu. Dins dels MOSFET, els parametres més importants extrets de les seves limitacions per els components para-sits interns són RDS(ON), que defineix la qüantitat de perdues de conducció, i QGD, que representa les perdues en conmutació i es defineix com la capa-citat de càrrega de l’espai. [7]

Utilitzarem una fórmula de FOM bàsica per a freqüències de conmuta-ció baixes com la nostra.

(4.1)

El FOM per a IPB019N06L3 :

- FOM1= 0.2375

El FOM per a Si7450DP és:

- FOM2=2.21

Podem veure que el FOM2 és 9,53 vegades més gran que FOM1 en conseqüència el transistor escollit per les simulacions te una eficiència més gran que el present al prototip. Això ens indueix a no poder compa-rar les eficiencies calculades en les simulacions i les que calcularem amb el prototip ja que el FOM dels dos MOSFETs tenen una gran diferencia.

La fig. 4.2 Ens mostra una fotografia del prototip construït on po-dem veure els diferents components que conformen el convertidor flyback.


Fig. 4. 2 Prototip

4.1 Càrrega lineal En primera instancia s’han realitzat unes proves amb diferents valors

de RFB i amb una RLOAD de 8 Ω. S’ha connectat la resistencia amb un cable de potència i un Jack per adaptar-ho a la sortida. Aquesta configuración ha afegit 2 Ω a la càrrega, en conseqüència la RLOAD TOTAL es de 10 Ω. Les següent figures mostren els valors de VOUT, IIN, i IOUT amb els diferents valors, que finalment sintetitzarem a la taula 4.1. Dintre de cada fotogra-fía, el primer voltimetre representa IIN(A), el segon IOUT(A) i el tercer VOUT(V).


Fig. 4. 3 RFB=30K

Fig. 4. 4 RFB=45K.


Fig. 4. 5 RFB=60K.

Fig. 4. 6 RFB=100K.


Fig. 4. 7 RFB=120K.

La següent taula mostra els valors extrets de les proves efectua-des amb el prototip.

Observem un decreixement substancial de l’eficiència comparant amb

les simulacions efec-tuades, sobretot amb

RFB(Ω) VOUT(V) IOUT(mA) VIN(V) IIN(mA EF(%)

30K 3.02 290 24V 63 57.9

45K 4.46 450 24V 120 69.7

60K 6.15 620 24V 210 75.6

100K 10.42 1060 24V 555 82.9

120K 12.52 1280 24V 798 83.7

Taula 4. 1 VOUT, IOUT, VIN, IIN en funció de RFB


poténcies de sortida baixes, fet que està totalment dintre de la normali-tat. L’eficiència decreix a causa dels components parasits no tinguts en compte en les simulacions i de diferents paràmetres com els valors d’aco-plament entre primari i secundari del transformador. Com ja hem comen-tat, el FOM del MOSFET del prototip és quasi 10 vegades més gran que el de l’utilitzat en simulacions, fet que fa que l’eficiència es redueixi substan-cialment.

Seguidament es mostren captures d’oscil.loscopi de l’arrissat en el vol-tatge de sortida amb diferents mesures de voltatge.

Fig. 4. 8 Arrissant amb VOUT=3.04


Fig. 4. 9 Arrissant amb VOUT=6.43V.

Fig. 4. 10 Arrissant amb VOUT=9.84V.


Fig. 4. 11 Arrissant amb VOUT=11.63V .

La següent taula resumeix els valors extrets de les gràfiques.

VOUT(V) ΔVOUT(mVPP)

3.04

36

6.43 40.8

9.84 105

11.63 150

Taula 4. 2 Arrissat en funció de VOUT


Comparant l’arrissat amb el calculat en les simulacions podem veure que el dels resultats experimentals anteriorment mostrats és menor en voltatges entre 3 i 6 Volts i més gran en voltatges majors de 9 volts.

4.2 Càrrega no lineal: màquina de bo-bines.

La fig. 4.12 mostra el sistema final format per bateries de liti, el proto-tip del flyback i la màquina de tatuar de bobines tradicional.

Fig. 4. 12 Prototip final amb càrrega i bateries.


Com s’ha comentat anteriorment, les màquines de tatuar de bobines demanen pics de corrent molt alts, tot i que la corrent mitja consumida és de 300mA a 1A. La Fig. 4.13 monstra la corrent consumida per la màquina de tatuar amb un voltatge de 6,4 volts de sortida.

Seguidament, s’ha capturat la forma d’ona de la corrent just a la sor-tida de la font d’alimentació amb una màquina de tatuar de bobines com a càrrega. Per realizar aquest experiment s’ha utilitzant la sonda de co-rrent TA-167 de Pico. Aquesta sonda te una ganancia de 10mV/A. que ha sigut compensada en els menús interns de l’oscil.loscopi( 1V = 1A).

Fig. 4. 13 IOUT amb VOUT=3.225V

A la Fig. 4.13 es poden veure pics de corrents de 6 ampers. Aquest pics són demandats per el condensador de la màquina en cada cicle de conmu-tació de la màquina. . Podem veure clarament que el periode de la forma d’ona es de 10 ms. La freqüència de conmutació de la màquina de tatuar( obrir i tancar el circuit) es de 100Hz.



Dins la Fig. 4.14 es pot veure una reducció dels pics de corrent i una re-ducció de la freqüència a 92.31 Hz aprox.



En la Fig. 4.16 podem veureu un increment de la corrent amb pics de 5 a 6 ampers amb un voltatge de 10,14 volts de sortida. Amb aquesta figura po-dem observar de millor forma la demanda de corrent en la màquina.

En primera instancia el condensador demanar un pic de corrent molt alt quan el fleix toca amb el cargol de contacte i tanca el circuit. Seguidament comença a passar corrent per les bobines i es començen a carregar. Es pot observar unes oscil.lacions en la corrent produides per el rebot mecànic del fleix amb el cargol de contacte. Quan les bobines de la màquina han creat suficient camp magnètic per atraure el martell on va anclat el fleix, s’obre el circuit i el condensador es descarrega en les bobines. A continuació tenim l’estat de OFF del circuit fins que altre cop el fleix toca el cargol de contacte a causa de la perdua d’atracció del martell cap a les bobines i l’efecte de la molla. Seguidament comença el cicle de càrrega i així succesivament.

Finalment, s’han extret les corrents d’entrada i sortida de la font d’ali-

mentació per veure la seva eficiència amb la màquina de tatuar de bobines. La Taula 4.3 ens mostra aquests valors sense aplicar càrrega me-

cànica a la màquina.

VOUT(V) IOUT(mA) VIN(V) IIN(mA EF(%)

3.26 140 24 40 47.5

4.61 170 24 50 65.3

5.81 170 24 60 68.6

6.27 200 24 70 74.6

7.46 210 24 90 72.5

10.52 390 24 210 81.4

Taula 4. 3 IOUT, VIN, IIN i eficiencies amb diferents valors VOUT


La Taula 4.4 ens mostra aquests valors aplicant càrrega mecànica a la màquina.

Podem observar que les eficiencies de les taules 4.3 i 4.4 són bastant similars en valors de tensió a partir dels 6 volts.

Els valors són molt similars també si comparem aquestes taules amb la taula 4.1 que ens mostra les eficiencies de la font amb una càrrega li-neal.

Podem afirmar que tot i la no linearitat de la forma de ona de corrent que demana la màquina de bobines , el nostre prototip conserva les efi-ciencies treballant amb aquesta càrrega.

VOUT(V) IOUT(mA) VIN(V) IIN(mA EF(%)

3.14 230 24V 50 60.2

4.49 350 24V 90 72.7

6.69 260 24V 100 72.7

9.17 750 24V 350 72.4

10.66 1200 24V 650 82

Taula 4. 4 IOUT, VIN, IIN i eficiencies amb diferents valors VOUT amb càrrega mecànica.


4.3 Bateries de liti. Com ja s’ha comentat anteriorment, hem utilitzat dos bateries de ió-

liti de 12V i 6800mAh en serie per formar els 24V d’entrada desitjats. Després de 10 hores de càrrega que recomanava el fabricant s’ha fet un testeig en situación real de les bateries amb un tatuador utilitzant el pro-totip creat amb una màquina de bobines. S’ha monitoritzat la corrent d’entrada a la font per poder fer una gràfica de temps vs corrent i veure la capacitat real de la bateria i el consum de la font. Les bateries han du-rat un total de 9 hores 57 minuts. Les següents gràfiques mostren la co-rrent en funció del temps en fraccións d’hora.

Fig. 4. 16 mAh vs. Temps 1a sessió

0

100

200

300

400

500

600

0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5

corrent(mA)_1asessió


Fig. 4. 17 mAh vs. Temps 2ª sessió

Fig. 4. 18 mAh vs. Temps 3a sessió

0

100

200

300

400

500

600

0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5


490

500

510

520

530

540

550

560

0 0,5 1 1,5 2 2,5



La primera sessió va durar aproximadament 4 hores 3 minuts.Segui-dament es mostra la mitja en mA consumits i el mAh totals consumits,

que hem extret multiplicant la mitja per el nombre d’hores.

mitja mA 1a sessió

mAh totals

419,5 1698,9

La segona sessió va durar aproximadament 3 hores 51 minuts .

mitja mA 2a sessió

mAh totals

456,8 1758,5

La segona sessió va durar aproximadament 2 hores 03 minuts .

mitha mA 3a sessió

mAh totals

540,4 1134,8

Si fem la suma de les tres sessions s’ha consumit 4592.3 mAh.

Aquest valor es un 67.53 % del valor de capacitat que deia el fabri-cant( 6800mAh), tot i això el total d’hores de funcionament de la màquina es de 9 hores 57 minuts.


5. Conclusions 5.1 Treball realitzat.

En aquest projecte final s’ha dissenyat una font d’alimentació conmu-tada enfocada a ser utilitzada per alimentar a màquines de tatuar uti-litzant un flyback amb un controlador LT3748 de Linear Technologies. Després de finalitzar el disseny i estudiar les posibles solucions per la construcció d’un prototip, s’ha utilitzat un circuit de demostració del LT3748, concretament el DC1694B proporcionat per Linear technologies , per la construcción del mateix.

Aquest projecte s’ha estructurat en un total de 5 capitols.

En el primer capítol ha esdevingut la introducció al projecte on es fa un resum de l’estat de l’art de les màquines i les fonts de tatuar. S’explica també la topología de les màquines de tatuar de bobines i el seu funcio-nament electro-mecànic. Seguidament s’han exposat els objectius inicials del projecte i finalment s’ha fet una estructura de la memoria del pro-jecte.

En el segon capitol s’ha resumit tot el disseny dut a terme de la font d’alimentació basada en un flyback. S’ha fet una petita introducció a la to-pología utilitzada així com l’explicació del mode frontera, mode de treball utilitzat per el controlador del flyback utilitzat. A més a més s’ha fet una petita caracterització eléctrica de la màquina de tatuar de bobines i s’han pres mesures de corrent i tensió a l’entrada de la màquina de tatuar co-nectada a una font d’alimentació de tatuar convencional. També s’han descrit les característiques de la batería utilitzada. Hem descrit tots els components utilitzats per dissenyar la font i s’ha justificat la seva utilitza-ció. Finalment s’ha creat el esquemàtic de la font d’alimentació dissen-yada.

En el tercer capítol s’ha verificat el disseny amb simulacions utilitzant l’LTSPICE IV basat en PSPICE i proporcionat per Linear Technologies. S’han extret gràfics de simulacions amb diferents valors de voltatge de sortida, observant l’arrissat de tensió i la corrent subministrada. També


s’han extret gràfiques per veure com treballa el controlador en mode frontera amb l’informació del primari sense obtener feedback del secun-dari i variant la freqüència de conmutació del MOSFET utilitzat. Finalment hem construït una taula amb els diferents valors de tensió i corrent de sortida i entrada utilitzats en les simulacions, per finalment extreure els valors de l’eficiència segons aquests valors

En el quart capitol s’ha comprobat el funcionament del prototip cons-truït i s’han extret valors de voltatge ,corrent i eficiència a nivel experi-mental. S’ha utiltizat una càrrega lineal( Resistencia de 8 Ohms) i final-ment una màquina de tatuar de bobines tradicional extreint diferents tipus de gràfiques. Finalment s’explica les proves que s’han fet amb les bateries per comprovar el consum de la font utilitzada en diferents ses-sions de tatuar reals on es va comprobar la seva autonomía.

Seguidament, finalitzarem amb les conclusions sobre els objectius ini-cials i la realització d’aquest projecte.

A nivell global es podría dir que s’ha assolit tots els objectius marcats inicalment, desde el disseny de la font d’alimentació fins al prototipatge.

S’ha dissenyat la font d’alimentació basada en un flyback de forma exitosa, entenent el funcionament i aconseguint els marges de voltatge i amperatge desitjats. Al esser una font variable en voltatge els marges d’eficiència s’han vist afectats, i en alguns casos no hem arrivat al mínim marcat en els objectius. Tot i això es podría dir que la topología escollida no es la més adient per fer una font d’alimentació variable DC-DC per a màquines de tatuar. Un buck faria reduïr el tamany, la complexitat, el pes, la portabilitat i aumentar l’eficiència. Si més no, un dels objectius més importants del projecte era apendre a dissenyar un flyback i enten-dre el seu funcionament, sent aquest objectiu més important que escollir la topología idónea inicialment.

La solució de prototipatge escollida ens ha semblat la més adient en primera instancia per evitar tenir problemes amb el disseny de la PCB ja que aquest és un punt crític en el disseny d’una font SMPS i més treba-llant amb el controlador escollit. En el nostre cas creiem que ha sigut una bona elecció prototipar el circuit modificant la placa de demostració ja


que la criticitat del disseny de la PCB era més alta en el nostre cas a causa de la topología flyback i la utilització d’un controlador que treba-llava en mode frontera i sense feedback del secundari del transformador del flyback. Tot i això, aquesta solució ens ha induït a tenir diferencies en-tre el disseny en simulacions i el disseny del prototip, que han implicat una diferencia en els resultats notable.[8]

Tot i això, s´ha aconseguit un resultat globalment satisfactori en la construcció del prototip.

Respecte a l’autonomía de les bateries hem obtingut un resultat que ha superat els objectius inicials al haver treballat amb les bateries durant 9 hores 57 minuts.

El tamany s’adecua perfectament a les premises inicials , inclús hi ha una reducció significativa. Finalment, el prototip amb les dos bateries ens ocupa un espai de 12 x 10 x 7cm. Podem afirmar que és un tamany bas-tant reduït per un prototip i també per la gran autonomía que ens donen les bateries. El equip cumpleix la premisa inicial de la seva portabilitat.

La imposibilitat de comparar el treball experimental i les simulacions a nivell d’eficiència no ens permet treure conclusions definitives, tot i això en podem extreure algunes:

Les màquines de tatuar de bobines normalment treballen entre 3 i 9 volts i amb uns consums de 300mA fins a 1000mA RMS. De forma com-pletament teórica, dins les taules 4.3 i 4.4 podem observar unes eficien-cies per sota del 80% amb voltatge i corrent mínim, i eficiencies de quasi el 90% amb voltatges de 6,4 volts i corrents de 802mA de sortida. Com es lógic amb voltatges petits i corrents baixes l’eficiència disminuirá ja que la relació de potència consumida pel circuit i la de sortida és més gran, tot i això els valors extrets són molt vàlids i suficients.

Tot i això, les eficiencies extretes dels resultats experimentals amb el prototip creat són notablement més baixos. Dins la taula XY podem veure


que no s’arriva a eficiencies del 60% amb voltatge mínim. Si més no po-driem donar per mínimament vàlides les altres eficiencies amb valors de poténcia majors i més realistes amb els rangs de treball on aquesta font estaría enfocada.

Podriem donar per assolits els rangs d’eficiència marcats en els objec-tius inicials a nivel de simulacions.

Una característica intrínseca en els convertidors basats en la topología flyback es l’aïllament galvànic que ofereix el transformador, molt impor-tant en aplicacions comercials per cumplir normativa i molt útil en aplica-cions AC-DC. Aquesta característica no ens és útil en el nostre disseny, ja que, a més de que el nostre convertidor és DC-DC, l’entrada de voltatge del convertidor prové d’unes bateries amb una tensió suficientment baixa i la normativa no requereix aquest aïllament.

Per finalitzar cal destacar el cumpliment per sobre de les espectatives dels objectius a nivell personal. EL projecte m’ha permés poder apendre de tots els esgraons del disseny i producció d’un producte, desde dissen-yar el producte a partir d’unes especificacions, passant per la comunicació amb distribuidors i fabricants, rebent consells i guies dels mateixos, fins la seva construcció i prototipatje.

Aquest projecte m’ha enriquit a nivel personal i profesional, ja que en el 2013 vaig crear i iniciar una empresa de creació, disseny i construc-ció de fonts d’alimentació per a màquines de tatuar i ha fet que els meus coneixements sobre SMPS tant a nivell teóric i profesional aumentesin, així com els coneixements de tot el procés a nivell industrial dins de l’electrònica de poténcia.


5.2 Treball futur. El disseny d’un model elèctric per simulacions d’una màquina de ta-

tuar de bobines és un treball que es podría dur a terme per a millorar el disseny de la font en simulacions i aumentar parametres com l’eficiència.

Hem pogut veure que les bateries que s’han escollit están sobredi-mensionades, ja que la seva autonomía es de quasi 10 hores. Es podría reduir el tamany d’aquestes per fer l’equip més portable tot i que es re-dueixi la seva autonomía notablement.

Una millora per el circuit que es podría aplicar seria el disseny d’una xarxa de protección ( Snubber) per protegir el nostre MOSFET de les so-bretensións produïdes per la càrrega inductiva del transformador.

Tot i que l’elecció d’una tensió de ruptura de 60V ha sigut una elecció co-rrecte, podem afirmar després del treball efectuat que aquest valor és massa just tenint en compte que es poden produïr sobretensions importants en la tensió VDS durant el turn-off del MOSFET, en especial si el circuit té induc-tàncies paràsites importants. Finalment, una millora molt notable seria el redisseny del circuit amb un convertidor DC-DC amb topología BUCK respectant els objectius i els paràmetres inicials.


6. Referències Bibliografia

[1] Erickson, Robert W. Dragan, M. Fundamentals of Power Electronics, Springer Science & Business Media, 2001 [2] [https://avancestecnologicos02.wordpress.com/2014/04/06/lamaquina- de-tatuajes/, 5 de gener de 2016] [3] GODOY, Hnos. La máquina de tatuar y sus secretos, Canada,:Fun House Tattooing, 2001. [4] PICARD, Jean. Under the hood of flyback smps designs. En Texas Instruments Power Supply Design Seminar. 2010. [5] [http://www.electronics-tutorials.ws/accircuits/parallel-resonance.html, 13 maig de 2016] [6] [https://commons.wikimedia.org/w/index.php?curid=691638, 12 febrer de 2016] [7] [https://www.researchgate.net/publication/282665383_Figure_of_Merit_of_Semicondu ctor_Structures_Determination_of_the_impact_on_the_system_efficiency_of_LLC_conv erter, 13 de juny de 2016] [8] ERICKSON, R. W. EMI and Layout Fundamentals for Switched-Mode Circuits. Supplementary notes on, 2001.


Documents

PROJECTE FINAL DE CARRERA Disseny i implementació d’una