Electronica Basica Para Ingenieros

ELECTRONICA BASICApara

INGENIEROSGustavo A. Ruiz Robredo

Primer circuito integrado. Jack Kilby. 1958.(Cortesa de Texas Instruments Incorporated)

Ttulo: Electrnica Bsica para IngenierosAutor: Gustavo A. Ruiz Robredo

Dpto. Electrnica y ComputadoresFacultad de CienciasUniversidad de CantabriaAvda. de Los Castros s/n39005-SantanderEspaa

Editor: El autor1 Edicin: Junio-2001 Gustavo A. Ruiz RobredoImpreso en: Servicio de Reprografa

Facultad de CienciasUniversidad de CantabriaAvda. de Los Castros s/n39005-SantanderEspaa

I.S.B.N.: 84-607-1933-2Depsito Legal: SA-138-2001

IndicePrefacio I

Breve resea histrica sobre la electrnica III

Principales fabricantes de componentes y sistemas electrnicos IX

Tema 1 Caractersticas del transistor bipolar y FET:Polarizacin

1.1.- Introduccin 11.2.- Corrientes en un transistor de unin o BJT 11.3.- Modos de operacin de un transistor bipolar 21.4- Concepto de punto de trabajo y recta de carga esttica. 6

1.4.1- Potencia de disipacin esttica mxima (PCMAX), 7 .1.5.- Circuitos de polarizacin de transistores bipolares 81.6- Transistores de efecto de campo 81.7.- Caractersticas elctricas del JFET 1 01.8. Transistores MOSFET 1 21.9. Polarizacin de los FET 1 5Problemas 1 7

Tema 2 Amplificadores con transistores:Modelos de pequea seal

2.1.- Introduccin 2 12.2.- Teora de redes bipuerta 2 12.3.- Anlisis de un circuito empleando parmetros {H} 2 22.4.- Modelo hbrido {H} de un transistor bipolar 2 52.5.- Anlisis de un amplificador bsico 3 02.6.- Par Darlington 3 3

2.6.1 Modelo equivalente DC, 3 3; 2.6.2 Modelo de pequea seal, 3 4.2.7.- Modelo o de Giacoletto 3 52.8.- Modelo de pequea seal para transistores FET 3 62.9.- Amplificadores multietapa 3 9Problemas 4 1

Tema 3 Respuesta en frecuencia de amplificadores3.1.- Introduccin 4 53.2.- Consideraciones generales sobre frecuencia 4 63.3.- Anlisis de baja frecuencia: Diagrama de Bode 4 73.4.- Respuesta a baja frecuencia de amplificadores bsicos 4 93.5.- Teorema de Miller 5 03.6.- Respuesta a alta frecuencia de transistores 5 1

3.6.1.- Modelo de alta frecuencia de transistores bipolares, 5 2; 3.6.2.-E-C en frecuencias altas: efecto Miller, 5 3; 3.6.3.- E-C conresistencia de emisor en frecuencias altas, 5 4; 3.6.4.- C-C enfrecuencias altas, 5 5; 3.6.5.- B-C en frecuencias altas, 5 6; 3.6.6.-Modelo de alta frecuencia de transistores FET, 5 6.

3.7.- Respuesta en frecuencia de amplificadores multietapa 5 8Problemas 5 9

Tema 4 Amplificadores realimentados4.1.- Introduccin 6 14.2.- Teora bsica de realimentacin 6 1

4.2.1.- Estabilidad de la amplificacin, 6 2; 4.2.2.- Reduccin de ladistorsin, 6 3; 4.2.3.- Producto ganancia-ancho de banda, 6 3.

4.3.- Clasificacin de los amplificadores 6 44.4.- Configuraciones bsicas de los amplificadores realimentados 6 74.5.- Realimentacin de tensin en serie 6 8

4.5.1.- Ejemplo de un amplificador realimentado V en serie, 7 1.4.6.- Realimentacin de corriente en paralelo 7 3

4.6.1.- Ejemplo de un amplificador realimentado I en paralelo, 7 5.

Indice

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4.7.- Realimentacin de tensin en paralelo 7 74.7.1.- Ejemplo de un amplificador realimentado de V en paralelo, 7 9.

4.8.- Realimentacin de intensidad en serie 8 04.8.1.- Ejemplo de un amplificador realimentado de I en serie, 8 2.

4.9.- Tabla resumen de amplificadores realimentados 8 4Problemas 8 5

Tema 5 Fuentes de corriente y cargas activas5.1.- Introduccin 8 75.2.- Espejo de corriente bipolar 8 75.3.- Fuentes de corriente simples FET 9 05.4.- Fuente de corriente Widlar 9 15.5.- Otras fuentes de corriente 9 2

5.5.1.- Fuentes de corriente independientes de la tensin depolarizacin, 9 3.

5.6.- Fuente de corriente como carga activa 9 5Problemas 9 6

Tema 6 Amplificador diferencial6.1.- Introduccin 1 0 16.2.- Anlisis de un amplificador diferencial bsico bipolar 1 0 1

6.2.1.- Anlisis en continua, 101; 6.2.2.- Anlisis de lasconfiguraciones en modo comn y diferencial, 102.

6.3.- Amplificador diferencial bipolar con fuente de corriente 1 0 56.3.1.- Amplificador diferencial con carga activa, 107; 6.3.2.- Ejemplode un amplificador diferencial bipolar complejo, 108.

6.4.- Amplificadores diferenciales FET 1 0 9Problemas 1 1 2

Tema 7 Etapas de salida7.1.- Introduccin 1 1 77.2.- Clculos de potencia 1 1 87.3.- Etapa de salida clase A 1 2 07.4.- Etapa de salida clase B (Push-Pull) 1 2 1

7.4.1.- Potencia de salida y eficiencia de la etapa clase B, 122.7.5.- Etapa de salida clase AB (Push-Pull) 1 2 47.6.- Proteccin contra sobrecarga 1 2 57.7.- Distorsin armnica 1 2 67.8.- Amplificadores de potencia integrados 1 2 77.9.- Consideraciones trmico-ambientales 1 2 77.10.- Dispositivos de potencia 1 3 2

7.10.1.- Transistores bipolares de potencia, 132; 7.10.2.- TransistoresMOS de potencia, 133; 7.10.3.- Transistores IGBTs, 134.

Problemas 1 3 6

Tema 8 El amplificador operacional:Fundamentos y aplicaciones bsicas

8.1.- Introduccin 1 3 98.2.- El OA ideal 1 4 18.3.- Configuraciones bsicas del OA 1 4 28.4.- Otras configuraciones bsicas del OA 1 4 38.5.- Limitaciones prcticas del OA 1 4 5

8.5.1.- Tensiones y corrientes off-set de entrada, 145; 8.5.2.-Parmetros de frecuencia, 146; 8.5.3.- Slew-Rate, 147; 8.5.4.- Otrosparmetros, 148.

Problemas 1 4 9

Tema 9 Comparadores de tensin9.1.- Introduccin: El OA como comparador 1 5 79.2.- Comparadores de tensin monolticos 1 5 8

9.2.1.- Familia 311, 158; 9.2.2.- Familia 339, 160.9.3.- Algunas aplicaciones de los comparadores de tensin 1 6 0

9.3.1.- Detector de nivel, 160; 9.3.2.- Detector de ventana, 161; 9.3.3.-Medidor grfico de barras, 161.

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9.4.- Disparador Schmitt 1 6 29.4.1.- Disparadores Schmitt monolticos, 1 6 4.

Problemas 1 6 6

Tema 10 Generadores de seal10.1.- Introduccin 1 6 910.2.- Principios bsicos de los osciladores sinusoidales 1 6 9

10.2.1.- Control no-lineal de la amplitud, 171.10.3.- Circuitos osciladores RC-OA 1 7 2

10.3.1.- Oscilador de puente de Wien, 172; 10.3.2.- Oscilador decambio de fase, 1 7 3.

10.4.- Osciladores LC, 1 7 510.5.- Osciladores de cristal, 1 7 6

10.5.1.- Oscilador de cristal resonante en serie, 178; 10.5.2.-Oscilador de cristal resonante en paralelo, 178.

10.6.- Consideraciones prcticas de los osciladores sinusoidales 1 7 810.7.- Multivibrador astable 1 7 910.8.- Generador de una onda triangular, 1 8 010.9.- Temporizadores integrados, 1 8 110.10.- Generadores de seal monolticos, 1 8 3Problemas 1 8 6

Tema 11 Reguladores de tensin11.1.- Introduccin 1 8 911.2.- Reguladores de tensin con componentes discretos 1 9 0

11.2.1.- Referencias de tensin, 190; 11.2.2.- Regulacin de tensin enserie, 192; 11.2.3.- Circuitos de proteccin, 193.

11.3.- Reguladores de tensin monolticos 1 9 511.3.1.- Reguladores de tensin fija tri-terminal, 195; 11.3.2.-Reguladores de tensin ajustable tri-terminal, 196; 11.3.3.-Especificaciones de los reguladores de tensin, .196 .

11.4.- Reguladores de conmutacin y convertidores DC-DC 1 9 7Problemas 2 0 0

Tema 12 Introduccin a los tiristores12.1.- Introduccin 2 0 312.2.- Diodo de cuatro capas 2 0 4

12.2.1.- SIDAC, 205; 12.2.2.- SBS, 207.12.3.- Rectificador gobernado de silicio o SCR 2 0 712.4.- Activacin o disparo y bloqueo de los tiristores 2 0 9

12.4.1.- Activacin o disparo de un tiristor, 209;12.4.2.- Bloqueo de untiristor, 210.

12.5.- Regulacin en potencia de un SCR 2 1 112.6.- Variantes del SCR 2 1 2

12.6.1.- Foto-SCR o LASCR, 212; 12.6.2.- GTO, 213; 12.6.3.- PUT,213; 12.6.4.- TRIAC, 214; 12.6.5.- TRIAC con acoplado ptico (optocoupler TRIAC), 214.

12.7.- El transistor UJT o de uni-unin 2 1 512.7.1.- Funcionamiento de un UJT, 215; 12.7.2.- Oscilador derelajacin con UJT, 217.

12.8.- Algunas aplicaciones tpicas de los tiristores 2 1 812.8.1.- Regulacin de luz, 218; 12.8.2.- Control digital de potencia,219; 12.8.3.- Control de velocidad de motores, 220; 12.8.4.- Cargadorde bateras basado en un UJT, 221; 12.8.5.- Control de calor consensor de temperatura, 222.

Problemas 2 2 3

Bibliografa 2 2 7

Apndice Transistor de pequea seal NPN: BC546/548 A.1 Transistor de pequea seal NPN: 2N3903/04 A.6 Transistor de pequea seal PNP: 2N3905/06 A.12

Indice

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JFET de canal N: 2N5457 A.17 JFET de canal P: 2N5460/62 A.20 Amplificador operacional: OA741 A.23 Regulador de tensin ajustable positivo: LM117/317 A.29 Regulador de tensin ajustable negativo: LM137/337 A.33 SIDAC: MKP3V129/240 A.36 SBS: MBS4991/2/3 A.38 SCR: 2N5060 A.40 PUT: 2N6027/28 A.42 UJT: 2N2646 A.44 TRIAC: MAC218A A.45


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Prefacio

El objetivo de este libro es proporcionar una herramienta de ayuda didctica que permita adquirir losconocimientos bsicos de electrnica necesarios en los estudios de Ingeniera Tcnica de Telecomunicacin. Ellibro ha sido dimensionado para que su contenido pueda ser impartido dentro de una asignatura cuatrimestral. Nopretende sustituir a otros libros de consulta ya muy arraigados en el campo de la electrnica, sino resumir losconocimientos de los dispositivos semiconductores e introducir algunos de los circuitos monolticos mssignificativos que existen en el mercado. El alumno adquirir un ncleo de conocimientos bsicos con una fuertecomponente prctica que constituirn una base idnea para abordar una futura especializacin en cualquiera de loscampos de la electrnica.

Se parte de la idea de que el estudiante posee los conocimientos previos de las herramientas de anlisis decircuitos lineales en las asignaturas de Electricidad y Magnetismo y Teora de Circuitos, y est familiarizado conlos modelos y comportamiento circuital de los principales dispositivos electrnicos ms importantes en laasignatura de Componentes y Dispositivos Electrnicos y Fotnicos. De esta manera el alumno pierde la idea deldispositivo como elemento aislado y lo estudia como elemento constitutivo de un circuito ms complejo y enmuchos casos de un sistema integrado.

Este libro ha sido dotado de una estructura y organizacin adecuada que permita adquirir los conocimientosde forma lgica y ordenada. Para ello, ha sido dividido en 12 temas de acuerdo a su contenido. El tema I introducelas caractersticas elctricas de los transistores bipolares y FET y se describen los principales circuitos depolarizacin. El tema 2 estudia el comportamiento de pequea seal y frecuencias medias de los amplificadoresbasados en transistores as como las tcnicas basadas en mtodos tabulares que facilitan su resolucin. El tema 3se centra en el anlisis de respuesta en frecuencia de amplificadores y modelos de alta frecuencia de lostransistores que permiten determinar su ancho de banda. El tema 4 presenta los principios y ventajas de larealimentacin y se describe un mtodo sistemtico que permite el anlisis de las diferentes configuraciones delos amplificadores realimentados. El tema 5 introduce las fuentes de corriente como uno de los circuitos depolarizacin ms importantes de los circuitos integrados y su utilizacin como cargas activas. El tema 6 aborda elamplificacin diferencial y analiza amplificadores operacionales simples basados en este circuito. El tema 7estudia las etapas de potencia que constituyen las etapas de salida de cualquier amplificador y se introducen lascaractersticas de los dispositivos de potencia para aplicaciones analgicas ms tpicos que se pueden encontrar enel mercado. El tema 8 presenta el amplificador operacional y sus caractersticas que incluye un abundanteconjunto de problemas que permite estudiar su principales aplicaciones lineales. El tema 9 estudia el amplificadoroperacional como comparador e introduce las familias de comparadores monolticos ms conocidas y aplicacionesprcticas de estos circuitos. El tema 10 presenta los principales osciladores sinusoidales y de relajacin,temporizadores y circuitos monolticos utilizados en la generacin de seales. El tema 11 introduce los circuitosutilizados en la regulacin de tensin lineal con especial nfasis en los reguladores de tensin monolticos y susprincipales aplicaciones. El tema 12 realiza una introduccin a los tiristores y se analizan sus aplicaciones mstpicas en el control de potencia.

Al final de cada tema se incluye un conjunto de problemas significativos que ayudan a la comprensin de losaspectos tericos procurando utilizar valores prcticos de acuerdo a las especificaciones proporcionadas por elfabricante. Por ello, el libro incluye adems un apndice con las caractersticas de los principales dispositivoselectrnicos que deben ser utilizadas en la resolucin de algunos problemas con objeto de adquirir una idea de

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utilidad prctica de los valores de los parmetros de los dispositivos.

Por ltimo, no puedo dejar de agradecer a Jess Garca su desinteresada ayuda en la revisin de este libro ycuyas sugerencias sin duda han mejorado el contenido final del mismo.

La finalidad del libro es didctica y su edicin se ha realizado sin nimo de lucro. La versin electrnica esde acceso pblico en la siguiente direccin electrnica: http://grupos.unican.es/dyvci/ruizrg

Gustavo A. Ruiz RobredoDepto. de Electrnica y ComputadoresFacultad de CienciasAvda. de Los Castros s/n39005-SantanderEspaa

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Breve resea histrica sobre la electrnica

Las primeras observaciones relacionados con los fenmenos elctricos son del tiempo de la Grecia Antigua(Tales de Mileto, Demcrito, etc...). Sin embargo, no es hasta el siglo XIX cuando se desarrollan algunas teorasque explican satisfactoriamente parte de dichos fenmenos. En 1893, Maxwell reuni las investigaciones en elcampo de la electricidad y magnetismo de grandes cientficos tales como Coulomb, Ampere, Ohm, Gauss, Faraday, y public las reglas matemticas que rigen las interacciones electromagnticas. Aunque Maxwell no reconocela naturaleza corpuscular de la corriente elctrica, sus ecuaciones son aplicables incluso despus delestablecimiento de la naturaleza discreta de la carga. La prediccin de la existencia de ondas electromagnticas ysu posibilidad de propagacin en el espacio constituye muy probablemente la base del posterior desarrollo de lascomunicaciones, y en definitiva, de la Electrnica.

La Electrnica probablemente no se inicia hasta que Lorentz postul en 1895 la existencia de cargas discretasdenominadas electrones. Thompson hall experimentalmente su existencia dos aos ms tarde y Millikan midicon precisin la carga del electrn ya entrado el siglo XX. Hasta principios de este siglo, la Electrnica no empeza tomar cariz tecnolgico. En 1904, Fleming invent el diodo que denomin vlvula el cual consista en unfilamento caliente, emisor de electrones, situado en el vaco a una corta distancia de una placa. En funcin de latensin positiva o negativa de la placa, se produca paso de corriente en una direccin. Esta vlvula se emplecomo detector de seales inalmbricas y vino a sustituir a los detectores de galena utilizados hasta ese momento,que eran de difcil construccin y precisaban de continuos ajustes manuales.

Quiz el acontecimiento ms importante en la historia primitiva de la electrnica tuvo lugar en 1906 cuandoDe Forest interpuso un tercer electrodo (rejilla) en una vlvula de Fleming creando el tubo trodo denominadoaudin. En este dispositivo, la aplicacin de una pequea tensin a la rejilla produce una alta variacin de latensin de la placa; por consiguiente, el audin fue el primer amplificador de la historia. No obstante, senecesitaron varios aos para avanzar en el problema de emisin termoinica con objeto de conseguir un elementoelectrnico seguro.

El desarrollo de la electrnica en sta poca est ligado al desarrollo de la radio. Basados en tubos de vaco seconstruyen diferentes tipos de circuitos con aplicacin en las comunicaciones por radio. Con diodos y trodosfueron diseados los amplificadores en cascada, amplificadores regenerativos, osciladores, el receptor heterodino,entre otros. Este desarrollo de la electrnica permiti fundar la primera emisora de radiodifusin, KDKA,construida en 1920 por la Westinghouse Electric Corporation; en 1924, ya haba 500 estaciones de radio enEstados Unidos. La evolucin del trodo dio lugar a tcnicas de calentamiento indirecto del ctodo y a laintroduccin de los tetrodos, pentodos y las ampollas de vidrio en miniatura. En 1938 se encuentra disponible delprimer receptor en FM despus que Armstrong en 1933 desarroll la modulacin en frecuencia. La televisin enblanco y negro surgi en 1930 y la de color alrededor de la mitad de este siglo.

La verdadera revolucin tecnolgica de la Electrnica surge con la invencin de los dispositivos basados ensemiconductores, y ms en concreto, con la invencin del transistor. Los primeros trabajos sobre semiconductoresfueron comenzados por Hall en 1879 sobre el efecto que lleva su nombre. Los primeros rectificadores de uninmetal-semiconductor se estudian entre 1920 y 1930, y es en 1938 cuando Shottky y Mott realizan separadamenteun estudio sistemtico sobre las propiedades de estos dispositivos, proponiendo la primera teora del espacio decarga. En esta poca, se realizan muchos estudios sobre semiconductores y se perfeccionan las tcnicas de


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crecimiento de cristales. En 1943, se obtiene la primera unin P-N sobre cristal nico de silicio.

En 1947, se presionaron dos sondas de hilo de oro prximas entre s sobre una superficie de un cristal degermanio. Brattain y Bardeen se dieron cuenta que era un dispositivo amplificador naciendo as el primeramplificador de estado slido (en forma de transistor de contacto). Sin embargo, era un transistor deficiente, depoca amplitud de banda y mucho ruido, donde adems los parmetros diferan ampliamente de uno a otrodispositivo. Shockley propuso el transistor de unin para mejorar las caractersticas del transistor de punta decontacto, y complet su teora de funcionamiento. El nuevo dispositivo tena portadores de ambas polaridadesoperando simultneamente: eran dispositivos bipolares. En 1956, Bardeen, Brattain y Shockley recibieron elpremio Nobel de fsica por sus investigaciones.

El transistor no poda ser eficiente hasta que no se dispusiese de cristales simples extraordinariamente puros.Bell Laboratories lograron formar cristales simples de germanio y silicio con impurezas muy por debajo de unaparte en mil millones, y a partir de aqu, fue posible controlar el proceso de dopado de los semiconductores. Losprimeros transistores de crecimiento fueron construidos en 1950, y un ao despus, ya se fabricabancomercialmente por RCA, Westinghouse, General Electric y Western Electric. En esta poca, los componentes deestado slido desplazaron virtualmente a las vlvulas en casi todas las aplicaciones, tanto militares comocomerciales.

La idea inicial de construir un circuito completo de estado slido en un bloque semiconductor fue propuestapor Dummer en 1952. No obstante, en 1958 Kilby, poco despus de incorporarse a la Texas Instrument, concibila idea de un monoltico, es decir, construir un circuito completo en germanio o silicio. El primer circuito integradofue un oscilador por rotacin de fase que se construy empleando como material base el germanio, y sobre l, seformaban resistencias, condensadores y transistores, utilizando cables de oro para unir estos componentes.Simultneamente, Noyce, de Fairchild Semiconductor, tuvo tambin la idea de un circuito monoltico en el queaisl mediante diodos p-n los distintos dispositivos, desarroll la fabricacin de resistencias e interconect losdiferentes dispositivos mediante metal vaporizado. No obstante, el primer transistor de difusin moderno fuecreado por Hoerni de Fairchild en 1958 empleando tcnicas fotolitogrficas y utilizando los procesos de difusinantes desarrollados por Noyce y Moore. La clave de la fabricacin de circuitos integrados reside en el transistorplanar y la posibilidad de fabricacin en masa. En 1961, Fairchild y Texas Instrument introdujeroncomercialmente los circuitos integrados.

Otro dispositivo que intervino en el avance espectacular de la Electrnica, aunque su desarrollo fue posterioral del transistor debido a problemas tecnolgicos, es el transistor de efecto de campo. Antes de la invencin deeste transistor, numerosos investigadores ya haban estudiado la variacin de conductividad de un slido debido ala aplicacin de un campo elctrico. El transistor de unin de efecto de campo fue propuesto por Shockley en1951, aunque problemas tecnolgicos para lograr una superficie estable retrasaron su realizacin fsica. Estosproblemas fueron solucionados al desarrollarse el proceso planar y la pasivacin de la superficie con xido desilicio (SiO2). En 1960, Kahng y Atalla, de Bell Laboratories, anunciaron el primer transistor de efecto de campode puerta aislada. En 1962, Hofstein y Heiman emplearon la nueva tecnologa MOS para fabricar un circuitointegrado con ms de mil elementos activos. El nuevo dispositivo MOS presentaba diversas ventajas sobretransistores bipolares y sentaba la base para el desarrollo de la alta escala de integracin.

Las tcnicas de integracin de circuitos se beneficiaron de los avances tecnolgicos. Los procesos deimplantacin inica y litografa permitieron realizar lneas de conexin en la oblea de silicio con anchuras delorden de micras. Adems, el avance en las tecnologas de integracin introdujeron los circuitos PMOS y CMOS,


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con unas caractersticas de tiempos de propagacin y potencia consumida cada vez mejores. La eficiencia,velocidad y produccin han mejorado continuamente en los transistores de unin y efecto de campo, a la vez queel tamao y el costo se ha reducido considerablemente. En poco tiempo, se pas de construir elementos discretosa sistemas integrados con ms de un milln de transistores en una sola pastilla. La evolucin ha sido espectacular:as, en 1951 se fabricaron los primeros transistores discretos, en 1960 se construyeron los primeros circuitosmonolticos con 100 componentes, en 1966 estos circuitos alcanzaron 1000 componentes, en 1969 se lleg a10000, y actualmente se estn fabricando circuitos integrados con varios millones de transistores.

Microfotografa de un circuito integrado

En un principio, los circuitos desarrollados para aplicaciones de comunicacin utilizando tubos de vaco,fueron construidos con transistores discretos. Sin embargo, los investigadores de los aos 60 se dieron cuentaque estos mismos circuitos no eran transplantables directamente a circuitos integrados y que era preciso disearestructuras nuevas. Esto potenci el desarrollo de nuevas estructuras tales como las fuentes de polarizacindesarrolladas por Widlar y a la introduccin del primer amplificador operacional comercial (A702). En 1968, loslaboratorios de Fairchild presentan el popular amplificador operacional compensado internamente A741. Otroscircuitos analgicos de esta poca son los comparadores, reguladores de tensin, los PLL monolticos,convertidores analgica-digital, etc...

La revolucin microelectrnica introdujo una nueva industria: la computacin. Esta industria surgi por lagran expansin que se produce en el campo de la electrnica digital. En 1960, Noyce y Norman introdujeron laprimera familia lgica semiconductora, lgica resistencia-transistor (RTL), que sirvi de base para la construccinde los primeros circuitos integrados digitales. Seguidamente, en 1961, apareci la familia de acoplo directo(DCTL), y un ao ms tarde la lgica diodo transistor (DTL). En 1964, Texas Instrument presenta la lgicatransistor-transistor (TTL), y la serie de circuitos integrados digitales 54/74 que han permanecido activos hastahace poco. Motorola, en 1962 introduce la lgica de emisores acoplados (ECL) de alta velocidad y en 1968 consta misma lgica logra tiempos de retraso del orden del nanosegundo. En contrapartida, en 1970 se lanza la serieTTL en tecnologa Shottky y en 1975 aparece la serie TTL Shottky de baja potencia con tiempos de retraso muy


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prximos a la ECL. En 1972, apareci la familia lgica de inyeccin integrada (IIL) cuya principal caracterstica essu alta densidad de empaquetamiento.

La electrnica digital tiene su mxima expansin con las familias lgicas basadas en el transistor MOS,debido a que su proceso de fabricacin es ms sencillo, permite mayor escala de integracin y los consumos depotencia son ms reducidos. Estas caractersticas ha dado lugar que la tecnologa MOS desplace a la bipolar en lamayor parte de las aplicaciones. El proceso de miniaturizacin en tecnologa MOS se encuentra por debajo de 1micra aproximndose rpidamente a su lmite fsico. Esto ha permitido que se puedan realizar circuitos integradosque incorporan millones de dispositivos.

En la dcada de los ochenta se introducen los circuitos digitales BiCMOS que ofrecen conjuntamente el bajoconsumo de la tecnologa CMOS y la velocidad de las familias bipolares a costa de una mayor complejidad ycoste del proceso de fabricacin. Tambin se desarrollan circuitos de alta velocidad basados en el GaAs conretrasos del orden de decenas de picosegundos. Existen muchas expectativas en el desarrollo de esta tecnologaaunque problemas de fabricacin no permiten actualmente alcanzar la escala de integracin que se logra con elsilicio.

Paralelamente, se desarrollan teoras matemticas para anlisis y diseo de sistemas electrnicos.Particularmente, el espectacular desarrollo de las computadoras digitales se debe en gran parte a los avancesconseguidos en la Teora de Conmutacin, que establece modelos matemticos para los circuitos digitales,transformando los problemas de diseo y verificacin en tcnicas matemticas muy algoritmizadas eindependientes en gran medida de los dispositivos fsicos. El desarrollo de la Teora de Conmutacin puededecirse que empieza con los trabajos de Shannon en 1938, en los que aplica el lgebra de Boole al anlisis decircuitos relevadores. El lgebra de Boole fue desarrollado en 1854 como una concreccin matemtica de las leyesde la lgica de predicados estudiada por los filsofos de la poca. La Teora de Conmutacin se extiendeprincipalmente a circuitos combinacionales hasta que, a mediados de la dcada de los cincuenta, los trabajos deHuffman y de Moore desarrollan la teora de los circuitos secuenciales. El carcter algortmico de las tcnicas dediseo las hace especialmente aptas para su resolucin mediante computador, con lo que ste se convierte as enherramienta bsica para el desarrollo de sistemas digitales en general y de nuevos computadores ms potentes ysofisticados en particular.

El ms significativo avance de la electrnica digital es la introduccin en 1971 del microprocesador, debido ala necesidad de producir un circuito estndar de propsito general y gran flexibilidad que sirviera para lascalculadoras y fuera apto a otras muchas aplicaciones. En 1971, Intel introdujo en el mercado el microprocesadorde cuatro bits conocido como el modelo 4004. Era una CPU completa monoltica con 45 instrucciones entecnologa PMOS con 2300 transistores. El xito del procesador fue inmediato y su amplia difusin supusieron elcomienzo de una autntica revolucin industrial. Dos aos posteriores a la presentacin del primer procesador,Intel desarrolla el microprocesador de 8 bits 8008 con una velocidad de 50000 instrucciones por segundo. Estecontinuo desarrollo de los microprocesadores ha permitido en la actualidad construir procesadores de 32 bits conaltas velocidades de procesado. La evolucin de los microprocesadores es actualmente muy rpida, con crecienteimplantacin en los procesos de automatizacin industrial, robtica, instrumentacin inteligente, y en loselementos de sociedad de consumo, automviles, electrodomsticos, etc. La introduccin de microprocesadoresms potentes ha marcado un rpido desarrollo de los microcomputadores y ordenadores personales, y suimplantacin es cada vez ms importante en el mbito de automatizacin de oficinas, comunicaciones y redesinformticas.


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El propio proceso de automatizacin que ha permitido desarrollar el microprocesador, alcanza a la propiatecnologa de los circuitos integrados. A partir de la dcada de los 80, las propias industrias dedicadas a lafabricacin de circuitos integrados ofrecen la posibilidad de que los clientes diseen sus prototipos. Es decir, conun soporte CAD adecuado, los diseadores pueden acceder al diseo y verificacin de sus propios circuitos, tareareservada hasta entonces a unos pocos especialistas. Esto ha permitido que el diseo de circuitos integrados hayasido introducido en la Universidad surgiendo asignaturas y especialidades dedicadas exclusivamente a este tema.Sin embargo, la enorme complejidad de las circuitos integrados requiere cada vez herramientas de simulacin ytest ms sofisticadas en todos los niveles de diseo. Han surgido tcnicas de diseo estructurado (diseo paratestabilidad) que imponen restricciones en la libertad del diseo como la nica manera de simplificar lacomplejidad de los circuitos, y que constituyen una de las lneas de investigacin donde ms esfuerzo se estrealizando tanto a nivel universitario como a nivel industrial.

Pentium P6 (chip derecha) y memoria cach (chip izquierda)


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Principales fabricantes de componentes y sistemaselectrnicos


VIII I.S.B.N.:84-607-1933-2 Depsito Legal:SA-138-2001

Acopian Power Supplies http://www.acopian.com

Actel Corporationhttp://www.actel.com

Advanced Micro Devices (AMD)http://www.amd.com

Advanced Power Technologyhttp://www.advancedpower.com

Advanced RISC Machines Inc.http://www.arm.com

AKM Ssemiconductor Inc.http://www.akm.com

Allegrohttp://www.allegromicro.com

Alterahttp://www.altera.com/

Analog Deviceshttp://www.analog.com

Atmelhttp://www.atmel.com

Burr-Brownhttp://www.burr-brown.com

California Micro Deviceshttp://www.camd.com

Central Semiconductor Cop.http://www.centralsemi.com

CP Clare Corp.http://www.cpclare.com

Crydomhttp://www.crydom.com

Cypress Semiconductorhttp://www.cypress.com

Dallas Semiconductorhttp://www.dalsemi.com

Datelhttp://www.datel.com

Elantechttp://www.elantec.com

Ericssonhttp://www.ericsson.com

Exarhttp://www.exar.com

Fairchild Semiconductorhttp://www.fairchildsemi.com

General Semiconductorhttp://www.gensemi.com

Harris Semiconductorhttp://www.semi.harris.com

Hewlett Packardhttp://www.hp.com

Hitachihttp://www.halsp.hitachi.com

IDThttp://www.idt.com

Infineon Technologies Corp.http://www.infineon.com

Intelhttp://www.intel.com

International Rectifierhttp://www.irf.com

ITT semiconductorshttp://www.intermetall.de

Lattice

http://www.latticesemi.comLinear Technology

http://www.linear-tech.comLinfinity

http://www.linfinity.comLucent Technologies

http://www.lucent.comMaxim

http://www.maxim-ic.comMicrel Semiconductor

http://www.micrel.comMicrosemi

http://www.microsemi.comMitsubishi Semiconductors

http://www.mitsubishichips.comMitel Semiconductor

http://www.semicon.mitel.comMiteq

http://www.miteq.comMotorola

http://www.mot-sps.comNational Semiconductor

http://www.nsc.comNEC

http://www.nec.comOki semiconductors

http://www.okisemi.comOhmite

http://www.ohmite.comPhilips semiconductors

http://www.semiconductors.philips.comPower Innovations

http://www.powinv.comQuality Semiconductor, Inc.

http://www.qualitysemi.comRecton

http://www.rectron.comRFM

http://www.rfm.comRFMD

http://www.rfmd.comRICOH

http://www.ricoh.co.jp/LSI/englishLessey Semiconductors Inc.

http://www.gpsemi.comSamsung Semiconductor

http://www.samsung.comSanrex

http://www.sanrex.comSEI

http://www.sei-europe.comSeiko

http://www.seiko.comSemikron

http://www.semikron.comSemitron

http://www.semitron.comSGS-Thomson Microelectronics

http://www.st.comSharp

http://www.sharp.co.ipSiemens semiconductors

http://www.siemens.de

Fabricantes

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Sonyhttp://www.sony.com

Sony Electronicshttp://www.sony.co.jp

Ssi1http://www.ssi1.com

Standard Microsystems (SMC)http://www.smc.com

Supertexhttp://www.supertex.com

Telcomhttp://www.telcom-semi.com

Temic Seiconductorshttp://www.temic-semi.com

Texas Instrumentshttp://www.ti.com

Toshiba Semiconductorhttp://www.toshiba.com/

Unitrodehttp://www.unitrode.com

Vishayhttp://www.vishay.com

Westcodehttp://www.westcode.com

Xicor, Inc.http://www.xicor.com

Xilinx, Inchttp://www.xilinx.com

Ziloghttp://www.zilog.com


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TEMA 1Caractersticas del transistor bipolar yFET: Polarizacin

1.1.- Introduccin

El transistor es un dispositivo que ha originado una evolucin en el campo electrnico. En este tema seintroducen las principales caractersticas bsicas del transistor bipolar y FET y se estudian los modelos bsicos deestos dispositivos y su utilizacin en el anlisis los circuitos de polarizacin. Polarizar un transistor es unacondicin previa a muchas aplicaciones lineales y no-lineales ya que establece las corrientes y tensiones encontinua que van a circular por el dispositivo.

IC

IE

IBVBE

B

C

E

VCE

VCB IE

IC

IBVBC

B

E

VEC

VEB

a) b)Figura 1.1. Smbolos y sentidos de referencia para un transistor bipolar a) NPN y b) PNP.

1.2.- Corrientes en un transistor de unin o BJT

Un transistor bipolar de unin est formado por dos uniones pn en contraposicin. Fsicamente, el transistorest constituido por tres regiones semiconductoras -emisor, base y colector- siendo la regin de base muy delgada(< 1m). El modo normal de hacer operar a un transistor es en la zona directa. En esta zona, los sentidos de lascorrientes y tensiones en los terminales del transistor se muestran en la figura 1.1.a para un transistor NPN y enla figura 1.1.b a un PNP. En ambos casos se verifica que

I I IE B C= + (1.1)y

V V VV V VCE CB BE

EC EB BC

= +

= +

en transistores NPN en transistores PNP

(1.2)Ebers y Moll desarrollaron un modelo que relacionaba las corrientes con las tensiones en los terminales del

transistor. Este modelo, conocido como modelo de Ebers-Moll, establece las siguientes ecuaciones generales que,

Tema 1

I.S.B.N.: 84-607-1933-2 Depsito Legal: SA-138-2001 1

para un transistor NPN, son:

I I I

I I I

E ES R CSV V

C F ES CSV V

e e

e e

V V

V V

BE BC T

BE BC T

T

T

= ( ) ( )= ( ) ( )

/

/

/

/

1 1

1 1

(1.3)

donde IES y ICS representan las corrientes de saturacin para las uniones emisor y colector, respectivamente,F el factor de defecto y R la fraccin de inyeccin de portadores minoritarios. En un transistor bipolar PNP,las ecuaciones de Ebers-Moll son:

I I I

I I I

E ES R CSV V

C F ES CSV V

e e

e e

V V

V V

EB CB T

EB CB T

T

T

= ( ) ( )= ( ) ( )

/

/

/

/

1 1

1 1

(1.4)

Para un transistor ideal, los anteriores cuatro parmetros estn relacionados mediante el teorema dereciprocidad

F ES R CSI I= (1.5)

Valores tpicos de estos parmetros son: F=0.99, R=0.66, IES=10-15A y ICS=10-15A .

IC

VCE

VCB0 V

IB4

IB3

IB2

IB1

RUPT

URA

LINEAL

SATU

RACIO

N

CORTE

REGION DIRECTA

Figura 1.2. Zonas de operacin de un transistor en la regin directa.

Unin de emisor Unin colector Modo de operacinDirecta Inversa Activa directaInversa Directa Activa inversaInversa Inversa CorteDirecta Directa SaturacinTabla 1.1. Principales modos de operacin de un transistor bipolar.

1.3.- Modos de operacin de un transistor bipolar

En general, los transistores bipolares de circuitos analgicos lineales estn operando en la regin activadirecta. En esta regin existe cuatro zonas de operacin definidas por el estado de las uniones del transistor


2 I.S.B.N.: 84-607-1933-2 Depsito Legal: SA-138-2001

(Tabla 1.1): saturacin, lineal, corte y ruptura; estas zonas se indican claramente en la figura 1.2 que representa laszonas de operacin de un transistor. A continuacin se describe las caractersticas del transistor en estos modosde operacin considerando el transistor NPN nicamente; similar resultado puede ser aplicado a transistoresPNP.

Regin activa lineal

En la regin activa lineal, la unin emisor-base est directamente polarizada y la unin base-colectorinversamente polarizada; la VBE est comprendida entre 0.4 V y 0.8 V (valor tpico de 0.7 V) y la VBC > 100mV.En estas condiciones, las ecuaciones de Ebers-Moll se pueden aproximar a

I I I

I I IE ES R CS

C F ES CS

e

e

V V

V V

BE

BE

T

T

= +

= +

/

/

(1.6)Operando con estas ecuaciones, se obtiene una relacin entre ambas intensidades de forma que

I I IC F E CO= + (1.7)donde

I ICO CS F R= ( )1 (1.8)Sustituyendo la ecuacin 1.1 en 1.7, resulta

I I IC F B F CO= + +( ) 1 (1.9)siendo

FF

F=

1 (1.10)F, es la ganancia en corriente en continua del transistor que en las hojas de caractersticas del fabricante se

representa por hFE. Este parmetro es muy importante en un transistor de unin y define la relacin entre lascorrientes de colector y base. Al ser ICO una corriente muy baja, el segundo trmino de la ecuacin (1.9) puedeser despreciado frente al primero. Como resultado, se obtiene una relacin muy utilizada para analizar transistoresque operen en esta regin

F FE CB

h II

=

(1.11)La ecuacin (1.11) indica que en la regin activa lineal la relacin entre las corrientes de colector y base es

constante. Sin embargo, en la prctica la hFE de los transistores vara hasta en un 500% debido principalmente atres factores:

1) Proceso de fabricacin. Los transistores sufren variaciones en el proceso de fabricacin que modifican suscaractersticas. El fabricante asigna un valor tpico (typ) a ese transistor con un rango de valores comprendidoentre un mximo (max) y un mnimo (min). Por ejemplo, el BC547B tiene, para una IC=2mA, una hFE(min)=200,hFE(typ)=290 y hFE(max)=450.

2) Corriente de colector. La hFE vara tambin con la corriente de colector. El fabricante proporciona curvasde caractersticas que permiten obtener la hFE para diferentes IC. En la figura 1.3 se muestra una de estas curvas

Tema 1


que incluye el valor tpico de la hFE con un rango de valores mximo y mnimo.

3) Temperatura. La dependencia de la hFE con la temperatura se puede observar en las grficas queproporciona el fabricante para tal fin. En la figura 1.4 se describe diferentes curvas normalizadas a 25 de hFEpara temperaturas de -55C y 175C.

Regin de corte

En la regin de corte las uniones de emisor y colector estn polarizadasen inversa; la VBE y la VBC tienen tensiones inferiores a 100mV. En estascondiciones, las ecuaciones de Ebers-Moll pueden ser simplificadas a:

I I II I IE ES R CS

C F ES CS

= +

= +

(1.12)Estas corrientes son extremadamente bajas y pueden ser despreciadas; a

efectos prcticos se puede considerar al transistor como si no existiese. Sinembargo, en muchos circuitos resulta interesante establecer cuando se danlas condiciones de conduccin de un transistor, es decir, fijar la fronteraentre la regin de corte y lineal. Esta frontera no es clara y el transistor pasade una regin a otra de una manera gradual. Es decir, el transistor est en laregin lineal cuando tiene corrientes significativas en sus terminales y est



Figura 1.3. Variacin de hFE con IC.

Figura 1.4. Variacin de hFE con la temperatura.

Figura 1.5. Curva de IC con VBE.

en corte cuando esas corrientes son muy bajas. Normalmente, se asigna una VBE umbral (VBE ) a partir de la cuallas corrientes tienen un valor suficientemente alto; esta VBE suele estar comprendida entre 0.4 y 0.5 V. En lafigura 1.5 se muestra grficamente la relacin entre la VBE y la IC en donde se puede observar como por debajode 0.58 V (typ) la corriente de colector es de bajo valor (

de colector. La VCES define la tensin mxima del colector, estando la base en cortocircuitada al emisor, antes deque la anchura de la regin de transicin alcance el emisor perforando la regin de base. Grficamente, en lafigura 1.7 se muestra la definicin de ambas tensiones. Por ejemplo, el transistor BC547 tiene VCES=50 V yVCEO=45 V, y son stas tensiones las que limitan las propias tensiones mximas de alimentacin.

VCEO VCES

Figura 1.7. Definicin de VCEO y VCES.

Zona inversa

En la regin inversa los terminales colector y emisor se intercambian, es decir, el emisor hace la funcin decolector y viceversa. Las curvas elctricas son muy similares a las indicadas en la figura 1.2 aunque lasprestaciones del transistor sufren una gran disminucin al carecer de simetra; el colector est menos dopado ytiene mayor tamao que el emisor. El efecto ms importante es la disminucin de la ganancia en corriente encontinua que pasa a tener valores altos (p.e., F=200) en la regin directa lineal a valores bajos (p.e., I=2) en laregin inversa lineal.

1.4- Concepto de punto de trabajo y recta de carga estticaEl transistor bipolar que opera en la regin lineal tiene unas caractersticas elctricas lineales que son

utilizadas para amplificacin. En estos circuitos, las seales de entrada son amplificadas a la salida y, porconsiguiente, hay un aporte de energa realizado a travs de fuentes de tensin externas denominadas fuentes dealimentacin o fuentes de polarizacin. Las fuentes de alimentacin cubren dos objetivos: proporcionar lascorrientes y tensiones en continua necesarias para que el transistor opere en la regin lineal y suministrar energaal transistor de la que parte de ella va a ser convertida en potencia (amplificacin). Los valores de corrientes ytensiones en continua en los terminales de un transistor se denomina punto de trabajo y se suele expresar por laletra Q (Quiescent operating point).

En transistor del circuito de la figura 1.8.a est polarizado con dos resistencias y una fuente de tensin encontinua VCC. En este circuito se verifica que

I V VRB

CC BEB

=

(1.16)Si suponemos que el transistor se encuentra en la regin directa lineal, entonces se puede relacionar las

intensidades de base y colector a travs de la hFE y asignar una tensin base-emisor tpica de 0.7 V. El clculo delas tensiones e intensidades del transistor proporciona su punto de trabajo Q. Para este circuito, Q viene definidopor las siguientes ecuaciones:



I V VR

I h IV V I R

BQ CCB

CQ FE BQCEQ CC CQ C

=

=

=

0 7.

(1.17)

RB RC

VCC

IBIC

IC

VCE

QIBQICQ

VCEQ VCC

VCCRC

recta de carga esttica

Pmax=ICVCE

curva de potencia mxima

a) b)Figura 1.8. a) Circuito de polarizacin; b) Representacin grfica del punto de trabajo Q.

En la figura 1.8.b se muestra la representacin grfica del punto de trabajo Q del transistor, especificado atravs de tres parmetros: ICQ, IBQ y la VCEQ. Este punto se encuentra localizado dentro de una recta denominadarecta de carga esttica: si Q se encuentra en el lmite superior de la recta el transistor estar saturado, en el lmiteinferior en corte y en los puntos intermedios en la regin lineal. Esta recta se obtiene a travs de la ecuacin delcircuito que relaciona la IC con la VCE que, representada en las curvas caractersticas del transistor de la figura1.8.b, corresponde a una recta. La tercera ecuacin de (1.17) define la recta de carga obtenida al aplicar KVL alcircuito de polarizacin, de forma que

V V I RCC CE C C= + (1.18)

Para dibujar esta recta de una manera sencilla en el plano (VCE, IC) del transistor se selecciona dos puntos: a)VCE=0, entonces IC=VCC/RC; b) IC=0, entonces VCE=VCC. Estos puntos se pueden identificar en la figura1.8.by representan los cortes de la recta de carga esttica con los ejes de coordenadas.

Una de las primeras decisiones relacionadas con la polarizacin de un transistor es seleccionar la situacindel punto Q. La seleccin ms prctica es situarle en la mitad de la recta de carga esttica para que la corriente decolector sea la mitad de su valor mximo, condicin conocida como excursin mxima simtrica. Evidentementeesta es una condicin de diseo que asegurar el mximo margen del punto Q a incrementos de cualquier signode la intensidad de colector. Sin embargo, hay muchas otras condiciones de operacin del transistor que exige undesplazamiento de Q en uno u otro sentido. En estos casos la situacin del punto Q estar definida por lasdiferentes restricciones.

1.4.1- Potencia de disipacin esttica mxima (PCMAX)

Un transistor de unin polarizado tiene unas tensiones y corrientes en sus terminales que le hacen disiparenerga. Esta potencia de disipacin se puede obtener aplicando la definicin de potencia absorbida por unelemento tri-terminal, que en caso del transistor, se expresa como

Tema 1


P I V I VC B BE C CE= + (1.19)Debido a que generalmente la IB

su utilizacin como elementos de almacenamiento.7) Los FET de potencia pueden disipar una potencia mayor y conmutar corrientes grandes.

Desventajas que limitan la utilizacin de los FET:

Tema 1


CIRCUITOS DE POLARIZACION DE TRANSISTORES DE UNION

Polarizacin de corriente de base

RB RC

VCC

RE

I V VR h R

I h I

V V I R hh

R

Si I I h

I V VR h R

V V I R R

BCC BE

B FE EC FE B

CE CC C CFE

FEE

B C FE

BCC BEB FE E

CE CC C C E

=

+ +( )=

= ++

>

+ +( )

1

1

1( )

Polarizacin de tensin de base constante

RB RC

VCC

RE

VBB I V VR h R

I h I

V V I R hh

R

BBB BE

B FE EC FE B

CE CC C CFE

FEE

=

+ +( )=

= ++

1

1

Autopolarizacin

RB2 RC

VCC

RERB1

RBRC

VCC

RE

VBBIndnticas frmulas al caso anterior, siendo

R R R R RR R

V RR R

V

B B BB B

B B

BBB

B BCC

= =

+

=

+

1 21 2

1 2

11 2

||

Polarizacin de colector-base

RBRC

VCC

RE

I V VR h R R

I h IV I R V

BCC BE

B FE C EC FE B

CE B B BE

=

+ +( ) +( )=

= +

1

El transistor nunca entra en saturacin

Figura 1.9. Algunos circuitos de polarizacin tpicos con transistores bipolares.

1) Los FET presentan una respuesta en frecuencia pobre debido a la alta capacidad de entrada.2) Los FET presentan una linealidad muy pobre, y en general son menos lineales que los BJT.3) Los FET se pueden daar debido a la electricidad esttica.

En este apartado se estudiarn brevemente las caractersticas de ambos dispositivos orientadas principalmentea sus aplicaciones analgicas.

1.7.- Caractersticas elctricas del JFET

El JFET de canal n est constituido por una barra de silicio de material semiconductor de tipo n con dosregiones (islas) de material tipo p situadas a ambos lados. Es un elemento tri-terminal cuyos terminales sedenominan drenador (drain), fuente (source) y puerta (gate). En la figura 1.10.a se describe un esquema de unJFET de canal n, en la 1.10.b el smbolo de este dispositivo y en la 1.10.c el smbolo de un JFET de canal P.

p pn

Puerta

Drenador

Fuente

Drenador

Fuente

Puerta

Drenador

Fuente

Puerta

a) b) c )Figura 1.10. a) JFET de canal n. b) Smbolo de un JFET de canal n. c ) Smbolo de un JFET de canal p.

La polarizacin de un JFET exige que las uniones p-n estn inversamente polarizadas. En un JFET de canaln, o NJFET, la tensin de drenador debe ser mayor que la de la fuente para que exista un flujo de corriente atravs de canal. Adems, la puerta debe tener una tensin ms negativa que la fuente para que la unin p-n seencuentre polarizado inversamente. Ambas polarizaciones se indican en la figura 1.11.

+p pnPuerta

Drenador

Fuente

+

VGS

VDS

ID

VDS

VGS=0

RUPT

URA

LINEA

L

SATURACION

CORTE

VGS=-1V

BVDS0

VGS=-2 V

VGS=-3 V

IDSS

Figura 1.11. Caractersticas de un NJFET.

Las curvas de caractersticas elctricas de un JFET son muy similares a las curvas de los transistoresbipolares. Sin embargo, los JFET son dispositivos controlados por tensin a diferencia de los bipolares que sondispositivos controlados por corriente. Por ello, en el JFET intervienen como parmetros: ID (intensidad drain o



drenador a source o fuente), VGS (tensin gate o puerta a source o fuente) y VDS (tensin drain o drenador asource o fuente). Se definen cuatro regiones bsicas de operacin: corte, lineal, saturacin y ruptura. Acontinuacin se realiza una descripcin breve de cada una de estas regiones para el caso de un NJFET.

Regin de corte

En esta regin la intensidad entre drenador y fuente es nula (ID=0). En este caso, la tensin entre puerta yfuente es suficientemente negativa que las zonas de inversin bloquean y estrangulan el canal cortando la corrienteentre drenador y fuente. En las hojas tcnicas se denomina a esta tensin como de estrangulamiento o pinch-off yse representa por VGS(off) o Vp. Por ejemplo, el BF245A tiene unaVGS(off)=-2V.

Regin lineal

En esta regin, el JFET se comporta como una resistencia nolineal que es utilizada en muchas aplicaciones donde se precise unaresistencia variable controlada por tensin. El fabricante proporcionacurvas de resistencia drenador-fuente (rds(on)) para diferentesvalores de VGS tal como se muestra en la figura 1.12. En esta reginel transistor JFET verifica las siguientes relaciones:

rDSD

DSDS GS GS

GS p

GS p DS

onI

V V VVp

VVp

V VV V V

( ) // /

/=

>

1 23 1 2

3 2 3 21 2

(1.21)

Regin de saturacin

En esta regin, de similares caractersticas que un BJT enla regin lineal, el JFET tiene unas caractersticaslineales que son utilizadas en amplificacin. Se comporta como una fuente de intensidad controlado por la tensinVGS cuya ID es prcticamente independiente de la tensin VDS. La ecuacin que relaciona la ID con la VGS seconoce como ecuacin cuadrtica o ecuacin de Schockley que viene dada por

I I VV

V V

V V V

D DSSGSp

GS p

DS GS p

=

>

12

(1.22)donde Vp es la tensin de estrangulamiento y la IDSS es la corriente de saturacin. Esta corriente se define

como el el valor de ID cuando VGS=0, y esta caracterstica es utilizada con frecuencia para obtener una fuente decorriente de valor constante (IDSS). La ecuacin 1.22 en el plano ID y VGS representa una parbola desplazada enVp. Esta relacin junto a las caractersticas del JFET de la figura 1.11 permiten obtener grficamente el punto detrabajo Q del transistor en la regin de saturacin. La figura 1.13 muestra la representacin grfica de este punto

Tema 1


Figura 1.12. Resistencia drenador-fuentedeun transistor NJFET en la regin lineal.

Q y la relacin existente en ambas curvas las cuales permiten determinar el punto de polarizacin de un transistorutilizando mtodos grficos.

ID

VDS

IDSS VGS=0

VpVGS

recta de carga esttica

QVGSQ

IDQ

VGSQ VDSQFigura 1.13. Curvas caractersticas de un JFET.

Regin de ruptura

Una tensin alta en los terminales del JFET puede producir ruptura por avalancha a travs de la unin depuerta. Las especificaciones de los fabricantes indican la tensin de ruptura entre drenaje y fuente con la puertacortocircuitada con la fuente; esta tensin se designa por BVDSS y su valor est comprendido entra 20 y 50 V. Lastensiones de polarizacin nunca deben superar estos valores para evitar que el dispositivo se deteriore.

Por ltimo, comentar las diferencias existentes entre un NJFET y PJFET. Las ecuaciones desarrolladasanteriormente para el JFET son vlidas para el PJFET considerando el convenio de signos indicados en la tabla1.2.

N-JFET P-JFETVGS0ID>0Vp0VDS

Figura 1.14. Smbolos de transistores NMOS y PMOS.

1.8. Transistores MOSFET

Los transistores MOSFET o Metal-Oxido-Semiconductor (MOS) son dispositivos de efecto de campo queutilizan un campo elctrico para crear una canal de conduccin. Son dispositivos ms importantes que los JFETya que la mayor parte de los circuitos integrados digitales se construyen con la tecnologa MOS. Existen dostipos de transistores MOS: MOSFET de canal N o NMOS y MOSFET de canal P o PMOS. A su vez, estostransistores pueden ser de acumulacin (enhancement) o deplexion (deplexion); en la actualidad los segundosestn prcticamente en desuso y aqu nicamente sern descritos los MOS de acumulacin tambin conocidoscomo de enriquecimiento. La figura 1.14 indica los diferentes smbolos utilizados para describir los transistoresMOS.

En la figura 1.15 se describe la estructura fsica de un MOSFET de canal N con sus cuatro terminales:puerta, drenador fuente y substrato; normalmente el sustrato se encuentra conectado a la fuente. La puerta, cuyadimensin es WL, est separado del substrato por un dielctrico (Si02) formando una estructura similar a lasplacas de un condensador. Al aplicar una tensin positiva en la puerta se induce cargas negativas (capa deinversin) en la superficie del substrato y se crea un camino de conduccin entre los terminales drenador y fuente.La tensin mnima para crear ese capa de inversin se denomina tensin umbral o tensin de threshold (VT) y esun parmetro caracterstico del transistor. Si la VGS

I V V V V

V V V V V

D GS T DSDS

DS GS T GS T

= ( )

< < >

2

2

0 y (1.23)siendo

WL

k=(1.24)

un parmetro caracterstico del MOS que depende de la tecnologa a travs de la constante k y del tamao de lapuerta del transistor (W la anchura y L la longitud).

ID

VDS

VGS=+2

VT+VGS

+3

+4

+5

SATURACIN

LINEA

LSATURACIN

CORTE

Figura 1.16. Curvas de caractersticas de un NMOS.

Regin saturacin

El transistor se comporta como una fuente de corriente controlada por la tensin VGS. Verifica las siguientesecuaciones:

I V V

V V V V V

D GS T

GS T DS GS T

= ( )< < >

20

2

y (1.25)

siendo el parmetro descrito en la ecuacin 1.24. En esta regin, la relacin cuadrtica entre VGS e ID serepresenta en la grfica de la izquierda de la figura 1.16, y de una manera similar a los transistores JFET, puedeser utilizada para determinar por mtodos grficos el punto de polarizacin de los transistores aunque rara vez serecurre a ellos.

Regin de ruptura

Un transistor MOS puede verse afectado por fenmenos de avalancha en los terminales drenador y fuente, yroturas en la capa de xido fino de la puerta que pueden daar irreversiblemente al dispositivo.



NMOS PMOS

VGS>0VDS>0ID>0VT>0

VGS

RL

VCC

RG

NJFET

RS

I I VV

V I RV I R R V

D DSSGSp

GS D S

DD D L S DS

=

=

= + +

12

( )

a) b)

ID

VDS

IDSS VGS=0

VpVGS

VCC=ID(RL+RS)+VDS

Q VGSQ

IDQ

-VGSQ VDSQ

1/RS

c )Figura 1.18. Autopolarizacin de un NJFET. a) Diagrama circuital. b) Ecuaciones analticas. c ) Representacin grfica del

punto de trabajo.



P1 . 1 En la figura P1.1.a se muestra las caractersticaselctricas del diodo BA222. Para este diodo, sepide:

a) Obtener el modelo ideal, modelo defuente de tensin y modelo de fuente detensin con resistencia.

b) Para el circuito de la figura P1.1.b,determinar el punto de trabajo del diodoBA222 utilizando mtodos grficos.

Figura P1.1.a. Caractersticas del diodo BA222

+

VCCBA222

RVCC=2 VR=20

Figura P1.1.b

P1 . 2 Calcular el punto de operacin de los circuitosde las figuras P1.2.a, PI2.b y P1.2.csuponiendo que los transistores estntrabajando en la regin lineal. Datos: =200,

VBE=0.6 V.VCC

RC

RB

RC=6kRB=540kVCC=12 V

Figura P1.2.a

VCC

VBBRC

RB

RC=6kRB=800kVBB=5VVCC=10 V

Figura P1.2.b

VCCRB1

RB2

RC

RE

RC=RE=1kRB1=RB2=200kVCC=10 V

Figura P1.2.c

P1 . 3 Calcular el punto de operacin de lostransistores de las figuras P1.3.a, P1.3.b yP1.3.c e indicar su zona de operacin.Datos: NPN: =100, VBE(sat)=0.2 V, VBE(sat)= 0.8 V, VBE(lin)=0.7, VBE=0.6 V

PNP: =100, VBE(sat)=-0.2 V, VBE(sat)= -0.8 V, VBE(lin)=-0.7, VBE=-0.6 V

Tema 1


Problemas

VCCRCRB1

RB2 RE

RL

RC=1kRE=4kRB1=RB2=12kRL=2kVCC=10 V

Figura P1.3.a

VCC

Vo

Vi

RC

RB RC=12kRB=200kVCC=12 V

Figura P1.3.b

VCC

VCC=-15 VRE=2kRB=200k

RE

RB

Figura P1.3.c

VCC

RL

RE

VBB

VCC=12 VVBB=2 VRE=430

+

Figura P1.4

P1 . 4 Para el circuito de la figura P1.4, se pide:a) Calcular IC, IB y Vi que hacen que el

transistor se encuentre entre la fronterade saturacin y lineal.

b) Calcular IC, IB y Vi que hacen que el

transistor se encuentre entre la fronterade corte y lineal.

b) Calcular IC, IB y VCE para Vi=0, 2, 4, 10V

Datos: VBE=0.6 V, VBE(lin)=0.7V, VBE(sat)=0.8V, VCE(sat)=0.2V, hFE=50.

P1 . 5 Calcular el punto de trabajo del transistor de lafigura P1.5 para hFE=50, 100 y 200.Datos: VCE(sat)=-0.2 V, VBE(sat)=-0.8 V,VBE=-0.6 V.

VCC

VCC=-15 VRE=2kRB=200k

RE

RB

Figura P1.5

P1 . 6 El circuito de la figura P1.6 es una fuente decorriente (IC es independiente del valor de RL).Si =200, calcular:

a) Valor de IC.b) Rango de RL para que el circuito

funcione correctamente como fuente decorriente.

VCC

RL

RE

VBB

VCC=12 VVBB=2 VRE=430

+

Figura P1.6

P1 . 7 Calcular el punto de trabajo de los transistoresde los circuitos de lsa figuras P1.7.a y P1.7.bDatos: Transistor: VBE=0.6 V, VBE(lin)=0.7V,VBE(sat)=0.8V, VCE(sat)=0.2V, =50; Diodos:Vd=0.7 V y Vz=3.6 V.



VCC

D1

D2

RB1

RB2

RC

RE

RB1=100kRB2=1kRC=100RE=1kVCC=10 V

Figura P1.7.a

VCC

D1

RC

RE

RB RB=47kRC=RE=1kVCC=10 V

Figura P1.7.b

P1 . 8 Calcular el valor de las resistencias quepolarizan a los transistores en el punto detrabajo indicado en las figuras P1.8.a y P1.8.b.

VCCRC

RE

RB

VCC=20 V=50

IC=2.01mAIB=40.1AVCE=14 V

Figura P1.8.a

VCC

RB1

RB2

RC

RE

VCC=22 V=140

IC=0.85mAIB=6.05AVCE=12.22 V

Figura P1.8.b

Tema 1


Figura P1.9.a. Curvas caractersticas del transistor NJFET BF245A.

P1 . 9 El BF245A es un transistor JFET de canal Npara aplicaciones de amplificacin enVHF/UHF. Las caractersticas DC de este JFETse muestran en la figura P1.9.a. Con estainformacin determinar el punto de trabajo delos transistores de las figuras P1.9.b, P1.9.c yP1.9.d.

VCC

BF245A

RD

RSRG

VCC=15 VRD=1.6kRS=600RG=5M

Figura P1.9.b

VCC

BF245A

VCC=15 VRG1=75kRG2=11kRD=1k5RS=1k

RD

RS

RG1

RG2

Figura P1.9.c

BF245A

VCC

BF245A

VGG

RG

RL

VCC=15VRG=1kRL=1kVGG=1 V

Figura P1.9.d

P1 . 10 Polarizar a los transistores de las figurasP1.10.a y P1.10.b en el punto de operacinsealado. Comprobar el resultado pormtodos grficos.

ID=0.6mAVGS=1 VVDS =6V

15 V

BF245A

RD

RSRG

Figura P1.10.a

15 V

BF245A

RD

RS

RG1

RG2

ID=1 mAVGS=1,2 VVDS =7 V

Figura P1.10.b

P1 . 11 Determinar el punto de trabajo de lostransistores NMOS indicados en la figuraaP1.11.a y P1.11.b.Datos: k=33A/V2, VT=1 V.

VCC

RDRG1

RG2

W=10mL=2m

VCC=10VRG1=RG2=10kRD=2k

Figura P1.11.a

VCC

RL

RG1

RG2

W=24mL=2m

VCC=10VRG1=RG2=20kRL=20k

W=5mL=2m

Figura P1.11.b



TEMA 10Generadores de seal

10.1.- Introduccin

La funcin de un generador de seal es producir una seal dependiente del tiempo con unas caractersticasdeterminadas de frecuencia, amplitud y forma. Algunas veces estas caractersticas son externamente controladas atravs de seales de control; el oscilador controlado por tensin (voltage-controlled oscillator o VCO) es un claroejemplo. Para ejecutar la funcin de los generadores de seal se emplea algn tipo de realimentacinconjuntamente con dispositivos que tengan caractersticas dependientes del tiempo (normalmente condensadores).Hay dos categoras de generadores de seal: osciladores sintonizados o sinusoidales y osciladores derelajacin.

Los osciladores sintonizados emplean un sistema que en teora crea pares de polos conjugados exactamenteen el eje imaginario para mantener de una manera sostenida una oscilacin sinusoidal. Los osciladores derelajacin emplean dispositivos biestables tales como conmutadores, disparadores Schmitt, puertas lgicas,comparadores y flip-flops que repetidamente cargan y descargan condensadores. Las formas de onda tpicas quese obtiene con este ltimo mtodo son del tipo triangular, cuadrada, exponencial o de pulso.

10.2.- Principios bsicos de los osciladores sinusoidales

Los osciladores sinusoidales juegan un papel importante en los sistema electrnicos que utilizan sealesarmnicas. A pesar de que en numerosas ocasiones se les denomina osciladores lineales, es preciso utilizar algunacaracterstica no-lineal para generar una onda de salida sinusoidal. De hecho, los osciladores son esencialmenteno-lineales lo que complica las tcnicas de diseo y anlisis de este tipo de circuitos. El diseo de osciladores serealiza en dos fases: una lineal, basado en mtodos en el dominio frecuencial que utilizan anlisis de circuitosrealimentados, y otra no-lineal, que utiliza mecanismos no lineales para el control de la amplitud.

Un oscilador es bsicamente un circuito autnomo, es decir, es capaz de generar una seal peridicasinusoidal sin necesidad de aplicar ninguna entrada. Una diferencia fundamental respecto a los circuitosmultivibradores es que estos ltimos son circuitos no lineales (basados en comparadores, disparadores deSchmitt, ...) frente a los circuitos cuasi-lineales de los osciladores.

La calidad de la onda sinusoidal se expresa a travs del coeficiente de distorsin armnica total (totalharmonic distortion o THD), definido como

Tema 10

I.S.B.N.:84-607-1933-2 Depsito Legal:SA-138-2001 169

THD D D D= + + +22

32

42

...

(10.1)donde Dk representa la relacin entre la amplitud del armnico k y el armnico fundamental descrita en

series de Fourier. Por ejemplo, la transformada de Fourier de una onda triangular nicamente tiene armnicosimpares (los pares son nulos) cuya amplitud relativa al armnico fundamental vale 1/k2. En este caso, el THDtoma el valor

THD = + + + 1

31

51

70 122

2

2

2

2

2... .

(10.2)Es decir, una onda triangular es una grosera aproximacin de una onda sinusoidal con un THD del 12%. Es

evidente que el objetivo de los osciladores sinusoidales es generar seales con THD=0.

AmplificadorBsico

A

Red derealimentacin

Xs+Xf=Xi

Mezclador

+

Xo=AXi

Xf=Xo

Seal de salida

Figura 10.1. Estructura bsica de un oscilador sinusoidal.

La estructura bsica de un oscilador sinusoidal consiste en un amplificador (A) y una red selectiva defrecuencia () conectada en un lazo de realimentacin positiva tal como se muestra en el diagrama de bloques lafigura 10.1. Aunque en un oscilador no existe seal de entrada, es posible obtener la ganancia de lazo delamplificador realimentado (Af) que, debido a la realimentacin positiva, es de la forma

A AAf

=

1 (10.3)donde A=A() y =() dependen de la frecuencia . Si existe una frecuencia o que A=1, entonces el valor

de Af en la ecuacin 10.3 es infinito. Es decir, a esta frecuencia el circuito tiene salida finita para una entrada cero;tal circuito por definicin es un oscilador. La condicin del circuito realimentado que proporciona oscilacionessinusoidales de frecuencia oscilacin o es

Ao o( ) ( ) = 1 (10.4)El criterio de Barkhausen establece estas condiciones de oscilacin: a la frecuencia o, la fase de la ganancia

de lazo debe ser 0+2k y la magnitud de la ganancia de lazo debe ser 1. Expresado ms formalmente, el criteriode Barkhausen de oscilacin exige que

fase A k

Ao o

o o

( ) ( )( ) ( )

( ) = + =

0 2

1 (10.5)


170 I.S.B.N.:84-607-1933-2 Depsito Legal:SA-138-2001

10.2.1.- Control no-lineal de la amplitud

En todo oscilador prctico, la ganancia de lazo (A) tiene que ser ligeramente mayor que la unidad para evitarque los parmetros de tolerancia de los componentes, envejecimiento, efectos de la temperatura, ..., haga que A 1 las amplitudes de oscilacin crecen en amplitud y originarnseales sinusoidales de salida con fuerte distorsin armnica (THD elevado). Por ello, es necesario unmecanismo que ajuste el valor de A=1 basado en un circuito de control de ganancia no-lineal del amplificador.Este circuito hace que A>~1 para valores de amplitud de salida bajos hasta que se alcanza un valor determinadode salida en cuyo caso A=1. Un ejemplo tpico de un circuito de ganancia no-lineal, tambin conocido comocircuito limitador, se presenta en la figura 10.2.a. Utiliza dos diodos D1 y D2 que en funcin de su estado o no deconduccin, vara la ganancia del amplificador tal como se indica en la VTC de la figura 10.2.b. Para tensiones desalida bajas, ambos diodos estn en corte y la ganancia del amplificador vale Rf/R1. En este caso, aplicando elprincipio de superposicin, las tensiones VA y VB se pueden expresar en trminos de VCC y Vo como

V V RR R

Vo RR R

V V RR R

Vo RR R

A CC

B CC

=

++

+

=

++

+

32 3

22 3

44 5

54 5 (10.6)

El diodo D1 est en conduccin cuando VAVD=0.7 V y el D2 cuando VBVD=0.7 V, en cuyo caso laganancia del amplificador disminuye a (Rf||R3)/R1 y (Rf||R4)/R1 respectivamente. La tensiones de salida quehacen entrar a estos diodos en conduccin vienen dadas por la siguientes expresiones:

L V RR

V RR

L V RR

V RR

CC D

CC D

= +

= + +

+

32

32

45

45

1

1(10.7)

Rf Vo

Vi

R2

R3

R4

R5

R1

D1

D2

VCC

VA

VB

VCC

Vi

Vo

L+

L

RfR1

D1 y D2 OFF

D2 ON

D1 ON

Rf||R3R1

Rf||R4R1

a) b)

Tema 10


Figura 10.2. a) Circuito de ganancia no-lineal; b) VTC.

10.3.- Circuitos osciladores RC-OA

En este apartado se estudian algunos osciladores prcticos que utilizan amplificadores operacionales y redes RC.

10.3.1.- Oscilador de puente de Wien

El oscilador de puente de Wien, tal como aparece en el esquema bsico de la figura 10.3.a, est constituidopor un OA en configuracin no-inversora de ganancia 1+R2/R1 y una red de realimentacin RC cuya funcin detransferencia es

VV

ZZ Z

a

o

p

p s= =

+ (10.8)donde

Z RCjw

RRCjw y Z R Cjwp s= = + = +||

11

1

(10.9)Sustituyendo 10.9 en 10.8 y operando se obtiene

j wRCwRC

=

+ 1

3 1

(10.10)La ganancia de lazo (A) vale

A

RR

j wRCwRC

=

+

+

1

3 1

21

(10.11)

Va

Vo

R1

R2

C RC

RZs

Zp

R4 Vo

R2

R3

R3

R2

R1

D1

D2

VCC

VA

VB

VCC

Va C

RC R

VCC=15VR1=10kR2=3kR3=1kR4=20.3kR=10kC=16nF

a) b)



Figura 10.3. a) Esquema bsico de un oscilador de puente de Wien; b) Oscilador de puente de Wien con control de amplitud.

El criterio de Barkhausen establece las condiciones de oscilacin a la frecuencia o:

fase A kRC

A RR

o o o

o o

( ) ( )

( ) ( )

( ) = + = = =

0 2 12

1 221

(10.12)

Para asegurar las condiciones de oscilacin es necesario elegir R2/R1 ligeramente superior a 2 para corregirpequeas variaciones en el circuito. Adems, la amplitud de oscilacin puede ser determinada y estabilizadautilizando un circuito no-lineal como el que se muestra en la figura 10.3.b. Los diodos D1 y D2 y las resistenciasR2 y R3 actan como limitadores de amplitud de salida.

K

RRC C C

Red de Realimentacin

V1 V2 V3

V4

R

0 = V3 V4( )Cjw + V3R + V3 V2( )Cjw0 = V2 V3( )Cjw + V2R + V2 V1( )Cjw0 = V1 V2( )Cjw + V1R

a) b)Figura 10.4. a) Esquema bsico de un oscilador de cambio de fase; b) Ecuaciones de la red de realimentacin.

10.3.2.- Oscilador de cambio de fase

El oscilador de cambio de fase, cuya estructura bsica se describe en la figura 10.4.a, consiste en unamplificador de ganancia negativa (-K) y una realimentacin constituida por una seccin RC de tercer orden enescalera. La condicin de oscilacin exige que la red de realimentacin introduzca un desfase de 180 para sercompatible con la ganancia negativa del amplificador que introduce a su vez otro desfase de 180. En la figura10.4.b se indica las ecuaciones de la red de realimentacin. Partiendo de estas ecuaciones y tras realizar una seriede operaciones, se puede comprobar que la expresin de la ganancia de lazo es

A VV

VV

K

wRCj

wRC wRC

= =

( ) ( )

41

14

2 315 6 1

(10.13)

Las condiciones de oscilacin establecen el valor de o y el valor de K dados por

fase A kRC

A K

o( ) = + ==

0 2 12 6

1 29

(10.14)

Tema 10


R1

Vo

R2

R3

R2

R3

R

D1

D2

VCC

VCC

RC C C

R

V1

Rp

Rf=R1+Rp

VCC=15VR1=100kRp=300kR2=3k

R3=1kR=10kC=16nF

Figura 10.5. Oscilador de cambio de fase con limitador de amplitud.

VCC

RD

RS

CS

Vo

RRC C C

R

CE

VCC

RB1

RB2

RC

RE

RC C C

R

Zi

R'

=o RC1

2 6

=+

> + + = +

oC

feC

Ci

RR

h RR

RR

y R R Z

1

2 6 4

23 29 4

a) b)Figura 10.6. Oscilador de cambio de fase basado en un a) FET y en un b) BJT.

Ejemplos prcticos de este tipo de osciladores se muestran en las figuras 10.5, 10.6.b y 10.6.c. En la figura10.5 el oscilador est basado en un OA cuya ganancia (Rf/R) se ajusta a travs del potencimetro Rp y tiene unlimitador de amplitud en la salida a travs de los diodos D1 y D2. En las figuras 10.6.a y 10.6.b se presentan dososciladores que utilizan componentes discretos. El primero est basado en un amplificador FET cuya ganancia es

A g R rm D d= ( )|| (10.15)



y el segundo est basado en un amplificador BJT cuya hfe y Zi deben verificar las relaciones indicadas en lafigura con una frecuencia de oscilacin que depende de RC.

10.4.- Osciladores LC

Un oscilador muy sencillo se puede construir con una etapa amplificadora y un red inductiva-capacitiva (LC)que proporcione un desplazamiento de -180. La frecuencia de oscilacin puede ser fcilmente ajustada, osintonizada (tuned), sobre un rango de frecuencias que varan desde unos 100kHz hasta cientos de MHzcambiando nicamente el valor de la C o L. Estos osciladores LC sintonizados son usados en gran variedad deaplicaciones incluyendo radiotransmisores, receptores de AM y FM y generadores de onda sinusoidal.

Los osciladores LC ms conocidos son: a) oscilador de Colpitts y b) oscilador de Hartley. Su diferencia seencuentra en la red de realimentacin: el oscilador de Colpitts utiliza un divisor capacitivo en paralelo con unaautoinduccin y el oscilador de Hartley utiliza un divisor inductivo en paralelo con una capacidad, es decir, ambosson duales.

RS

CS

Vo

RFC

C1 C2

L

VCC

VCC

RB1

RB2 RECE

RFC

L

C1

C2

CC

Vo

C1 C2

L

VoR1

R2

a) b) c )Figura 10.7. Oscilador Colpitts basado en un a) JFET, b) BJT y c ) OA.

En la figura 10.7 se indican tres posibles configuraciones de un oscilador Colpitts basado en transistoresFET y BJT, y en un OA aunque no suelen ser utilizado por su limitacin en frecuencia; la autoinduccin RFCsirve para aislar la lnea de alimentacin del oscilador, es decir, su valor es suficientemente alto para impedir que laseal sinusoidal se transmita a la alimentacin. Si la frecuencia de oscilacin (o) es suficientemente baja paraconsiderar despreciable los efectos capacitivos internos de los transistores y el OA, y si la autoinduccin L tieneuna resistencia interna despreciable, entonces la frecuencia de oscilacin ser determinada por la red LC (tambinconocida en muchos casos con el nombre de circuito tanque o tank porque se comporta como una depsito deenerga de almacenamiento). Para el oscilador Colpitts, esta frecuencia es

Tema 10


=+

>o vL C C

C C

y A CC

1

2 1 21 2

12

(10.16)Esta relacin debe ser combinada con la ganancia de la etapa amplificadora para asegurar las condiciones de

oscilacin.

RS

CS

Vo

RFC

VCC

L1 L2

C

RGCG

VCC

RB1

RB2 RECE

RFC

C

CC

Vo

circuito"tank"

L1L2

a) b)Figura 10.8. Oscilador Hartley basado en un a) FET y b) BJT.

De la misma manera, la frecuencia de oscilacin de los osciladores Hartley mostrados en la figura 10.8 vienedada por

=+( ) >o vC L L y A

LL

12 1 2

21 (10.17)

10.5.- Osciladores de cristal

Un cristal de cuarzo presenta la propiedad denominada efecto piezoelctrico por el cual al aplicar una presinmecnica a travs de la superficie del cristal ste desarrolla una tensin en la caras opuestas. De una manerasimilar, una tensin aplicada en las caras del cristal origina una distorsin mecnica en su superficie. Una tensinalterna produce vibraciones mecnicas cuya frecuencia natural es muy estable y depende de la naturaleza y talladodel cristal.

El modelo circuital equivalente de un cristal de cuarzo (figura 10.9.a) est caracterizado por una inductancia Lmuy elevada (unos pocos Henrios), una capacidad en serie muy pequea Cs (20000). Si se desprecia r, la impedancia del cristal



Z(jw) viene dada por

Z jwjwC jwL jwCp s

( )/

=

++

111 (10.18)

L

Cs Cpr

0

Reactanciadelcristal

ws

wp

w

a) b)Figura 10.9. Cristal piezoelctrico: a) Smbolo y equivalente circuital; b) Reactancia del cristal.

La ecuacin 10.18 indica que el cristal tiene dos frecuencias de resonancia: una resonancia en serie ws y unaen paralelo wp dadas por las siguientes ecuaciones

w LC y w LC C C Cs s p s p s p= = +( )1 1/ / / (10.19)La ecuacin 10.18 se puede reescribir de la forma

Z jw jwC

w w

w wps

p( ) =

1 2 22 2

(10.20)en donde wp>ws dado que Cp >> Cs. Una representacin grfica de la reactancia Z(jw) se muestra en la

figura 10.9.b.

VCC

RB1

RB2

RE

CE

RFC

Vo

XTAL

RS

CS

Vo

RFC

VCC

RG

XTAL

CG

a) b)Figura 10.10. Oscilador de cristal usando una realimentacin tipo serie: a) Circuito basado en un BJT, b)

Tema 10


Circuito basado en un JFET.

10.5.1.- Oscilador de cristal resonante en serie

Un cristal excitado en modo resonancia en serie debe ser conectado a la realimentacin del circuito enconfiguracin serie. En esta configuracin su impedancia ms baja se produce para ws y, de esta manera, el factorde realimentacin es mayor. Las figuras 10.10.a y 10.10.b presentan dos osciladores con estructura resonante enserie. Como resultado, la frecuencia de oscilacin del circuito es estable e insensible a variaciones de losparmetros del circuito.

10.5.2.- Oscilador de cristal resonante en paralelo

Un cristal excitado en modo resonancia en paralelo tiene mxima impedancia a la frecuencia wp. El cristal dela figura 10.11.a acta como un elemento inductor en un oscilador modificado Colpitts cuya tensin de salida estacoplada al emisor a travs de C1 y C2. El oscilador controlado por cristal Miller de la figura 10.11.b utiliza uncircuito LC sintonizado de salida. La mxima tensin de puerta del JFET se produce a la frecuencia wp del cristal.

VCC

RB1

RB2 REC2

RFC

Vo

CBXTAL

C1

RS

CS

Vo

VCC

RG

XTAL

L C

RFC

a) b)Figura 10.11. Oscilador de cristal usado en configuracin paralelo: a) Circuito basado en un BJT, b)

Circuito basado en un JFET.

10.6.- Consideraciones prcticas de los osciladores sinusoidales

Los osciladores sinusoidales presentan problemas de distorsin armnica y suelen ser sensibles a lastolerancias de los dispositivos. Por ello, precisan de potencimetros de ajustes que situados en el lugar adecuadopermiten lograr distorsiones del hasta el 0.01%. La estabilidad y precisin de la frecuencia de oscilacin (o) esfuertemente dependiente de la calidad de los componentes utilizados. Por ello, una buena eleccin soncondensadores de policarbonato y resistencias de pelcula delgada, y si se desea una precisin muy alta, serecomienda los cristales de cuarzo en configuracin paralela que en el mercado se puede encontrar con diversidadde valores; en algunos casos, para asegurar su estabilidad, los cristales se mantienen en recipientes a temperaturaconstante.

El slew-rate de los amplificadores operacionales limitan su mxima frecuencia de operacin. Esta frecuencia



se puede incrementar utilizando circuitos de control automtico de ganancia a costa de reducir la amplitud desalida. Los osciladores de baja frecuencias exige altos valores de los componentes. En este caso, se recomienda lautilizacin de OAs con entrada JFET para minimizar los efectos de corriente de polarizacin y permitir valores deresistencias de decenas de M para obtener frecuencias de oscilacin de hasta 0.01 Hz.

Existen circuito monolticos como el oscilacin de precisin 4023/75 de Burr-Brown basado en el puente deWien y osciladores de cuadratura para tener seales de salida tipo seno y coseno (es un seno con desfasado 90)como el 4423 de Burr-Brown, entre otros.

10.7.- Multivibrador astable

Una onda cuadrada puede ser generada mediante un multivibrador astable que conmuta peridicamente entresus dos estados inestables. Este circuito puede ser realizado conectando a un disparador Schmitt (circuito con dosestados estables) una realimentacin constituida por un red RC tal cmo se muestra en la figura 10.12. El circuitoresultante no presenta ningn estado estable, y por ello se denomina multivibrador astable.

t

CR

Vo

t

VTH=VOHVi Vo T2

ViVTH

VOH

VTL

VOL

VOH

VOL

Vo T1

Disparador de Schmitt inversor

VTL=VOL

Vi T1T2

Figura 10.12. Multivibrador astable.

El multivibrador astable puede ser realizado a partir de un disparador de Schmitt con dos estados establescorrespondientes a los niveles de tensin de salida VOH y VOL. El cambio de un estado a otro se producircuando la Vi alcance el valor de VTL (VOLVOH) o cuando alcance el valor de VTH (VOHVOL); VTH y VTLdependen de VOH y VOL a travs del factor : VTH= VOH y VTL= VOL. Para obtener las ecuaciones de estecircuito, se supone el disparador Schmitt tiene una tensin de salida inicial de Vo=VOH y el condensador deVi=VTL. En este momento, el condensador se carga a travs de R hasta alcanzar la tensin Vi=VTH, instante en elcual el disparador cambia de estado y pasa a Vo=VOL. En este momento, el condensador que estaba cargado aVTH se descarga siguiendo la siguiente ecuacin

V t V V V t RC V V V t RCi OL TH OL OL OH OL( ) ( ) exp( / ) ( ) exp( / )= + = + (10.21)El condensador dejar de descargarse hasta que Vi=VTL instante en el cual el disparador Schmitt pasa a tener

el nivel de salida VOH. El tiempo T1 de descarga del condensador corresponde al tiempo que tarda en variar su

Tema 10


tensin de VTH a VTL. Este tiempo se obtiene al resolver la ecuacin 10.21 para que Vi(t=T1)=VTH resultando

T RC V V

OH OL1

11

=

( )

ln

/

(10.22)Similar al caso anterior, el proceso de carga del condensador viene dado por la siguiente ecuacin

V t V V V t RC V V V t RCi OH TL OH OH OL OH( ) ( ) exp( / ) ( ) exp( / )= + = + (10.23)Este tiempo T2 se obtiene al resolver la ecuacin 10.23 para Vi(t=T2)=VTH resultando

T RC V V

OL OH2

11

=

( )

ln

/

(10.24)El periodo de la onda cuadrada T viene dado por

T T T RC

= + =+

1 2 2 11ln (10.25)El circuito de la figura 10.13 es un ejemplo prctico de un multivibrador astable basado en un amplificador

operacional y su correspondiente diagrama temporal. Los niveles de salida estn fijados por la tensin dealimentacin (VOHVCC y VOLVCC) y el factor =R1/(R1+R2).

t

t

VOH

VOL

T2

Vi

VoR1

R2

CR

Vi

Vo

T1

VOL=VTL

VOH=VTH

Figura 10.13. Circuito Multivibrador astable y diagrama temporal

10.8.- Generador de una onda triangular

Las formas de onda sinusoidal generadas en el circuito astable anterior pueden convertirse en una ondatriangular reemplazando la red RC por un integrador. En la figura 10.14 se muestra un generador de ondatriangular basado en un integrador y en un disparador de Schmitt. El integrador realiza la siguiente funcin

V tRC

V dt cteo i( ) = +1 (10.26)Al ser la salida del disparador Schmitt una onda cuadrada, Vi es constante durante un intervalo de tiempo, y la

salida del integrador es una tensin con una pendiente es VOH/RC o VOL/RC, en funcin del estado del



disparador. Durante el intervalo T1, se verifica que

V VT

VRC

T RC V VV

TH TL OH TH TLOH

= =

11

(10.27)Similarmente, durante el intervalo T2

V VT

VRC

T RC V VV

TH TL OL TH TLOL

= =

22

(10.28)

Vo1

VOH

VOL

Vo2

Vo1VTL VTH

t

VOH

VOL

Vo2

C

R

t

T1 T2

VTH

VTL

Integrador

Vi

Disparador Schmittno-inversor

Vo1

Vo2

T1 T2

Vo1(t) = VOHRC

t + VTH Vo1(t) = VOLRC

t + VTL

Figura 10.14. Generador de onda triangular.

Flip-Flop

R

S

Q

Q

R

3

VCC Reset

OutControlVoltage

TriggerInput

Threshold

7

48

R

1

2

5

6

RGnd

1/3VCC

2/3VCC

Figura 10.15. Diagrama circuital del temporizador 555.

10.9.- Temporizadores integrados

Existen en el mercado un conjunto de circuitos integrados denominados temporizadores (timers)especialmente diseados para realizar multivibradores monoestables y astables. El temporizador 555 (NE555 deSignetics en versin bipolar y TLC555 de Texas Instruments en versin CMOS) es un circuito integrado barato y

Tema 10


muy popular que fue desarrollado en 1972 por Signetics Corporation. En la figura 10.15 se muestra el diagramacircuital de este temporizador. Est constituido por dos comparadores, un flip-flop SR y un transistor que actacomo un elemento de conmutacin. Las tres resistencias en serie de valor R definen las tensiones de comparacina 1/3VCC y 2/3VCC.

En la figura 10.16 se presenta al 555 en la configuracin monoestable. Al aplicar un pulso negativo en Vi conuna tensin inferior a 1/3VCC, el condensador C se carga libremente a travs de R. Este proceso de cargafinalizar cuando la Vc=2/3VCC, en cuyo caso se produce la descarga brusca de C a travs del transistor de salida.El pulso de salida tiene una duracin T, especificado por el tiempo que tarda el condensador en pasar de ~0V a2/3VCC, viene definido por la siguiente ecuacin

T RC RC= ln .3 1 1 (10.29)

7

6

3

2

1

555TIMER

VCC

Vo

Vi

R

C

8

Vi

1/3VCC

t

t

t

VcVc

2/3VCCVCC

Vo

T

0 T

T0

0

Figura 10.16. Temporizador 555 en configuracin monoestable y diagrama temporal.

En la figura 10.17 se presenta al 555 en la configuracin multivibrador astable. En este caso el condensadorvara su tensin entre 1/3VCC y 2/3VCC. El proceso de carga se realiza a travs de RA+RB y el de descarga atravs de RB. Como resultado se genera a la salida una onda cuadrada no-simtrica definido por dos tiempos T1 yT2

T R R C R R C y T R C R CA B A B B B1 22 0 69 2 0 69= + + = ( )

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