Dispositivos De Potencia 20042

ELECTRONICA DE POTENCIA

Dispositivos de Potencia

Características de Conmutación de Diodos Semiconductores, Transistores

de Potencia, MOSFET e IGBT

Antonio Nachez

A-4-32-2 ELECTRONICA IV

A-4.32.2 Electrónica IV

Dispositivos de Potencia A.4.32.2 Electrónica IV

INDICE

1 Distribución de portadores en las junturas P-N de unión………………………….3

2 Tiempos de Conmutación de Diodos Semiconductores…………………………...92.1.- Polarización inversa - Capacidad de transición………………………………..……....92.2.- Tiempo de recuperación directo…………………………………………………..…....102.3.- Tiempo de recuperación inversa…………………………………………………..…...122.4.- Modelo equivalente del diodo en conducción (F P)…..………………………….…..172.5.- Limitación de la exactitud del análisis (F P)..……………………………………..…..172.6.- Compensación de carga para hacer mínimo el tiempo de almacenamiento (F P).18

3 Tiempo de conmutación de Transistores Bipolares……………………………….223.1.- Definición de los Tiempos de Conmutación……………………………………..…....223.2.- Distribución de portadores y tiempos de conmutación…………………………......24 3.3.- Determinación de los tiempos de conmutación (F P)………………………………..26

3.3.1.- Tiempo de retardo (F P)………………………………………………………273.3.2.- Tiempo de crecimiento (F P)…………………………………..…………….303.3.3.- Tiempo de almacenamiento (F P)…………………………..………………303.3.4.- Tiempo de caída (F P)……………………..………………..…….…………32

4.- Tiempos de Conmutación de Transistores MOSFET de Potencia………………334.1.- Capacidades de los MOSFET………………………………………………………….334.2.- Tiempos de conmutación de los MOSFET……………………………………………354.3.- Evaluación de los tiempos de conmutación de los MOSFET (F P).……………….38

5.- IGBT - Transistores Bipolares de Compuerta Aislada……………………………..425.1.- Introducción……………………………………………………………………………….425.2.- Estructura, principio de funcionamiento y circuito equivalente……………………...425.3.- Especificaciones (F P)..........…………………………………………………………....45

5.3.1. Máximos absolutos (F P)………………………………………………...…....455.3.2. Características Eléctricas (F P)……………………………………………….455.3.3. Características de Conmutación (F P)…………………………………....…46

5.4.- Estado de Conducción………………………………….…………………………….....485.5.- Características de Apagado…………………………………...………………….….…505.6.- Pérdidas por Conmutación………………………………………………………….…..50

6.- Conclusiones……………………………………………………………………………...526.1.- Dispositivos actuales................................................................................................526.2.- Dispositivos futuros (F P).........................................................................................58

Nota: Los temas indicados en cursiva no forman parte del programa exigido, tanto en teoría como en práctica (fuera de programa FP). Se han incluido en esta edición, solo para conocimiento de los alumnos y especialmente como guía para los Trabajos de Promoción y Proyectos Finales que requieren de estos conocimientos.

Ultima actualización y compaginación: año 2004

___________________________________________________________________________

1


DISPOSITIVOS DE POTENCIA EN CONMUTACION

El presente apunte cubre el estudio de las características de conmutación de los siguientes dispositivos de potencia:

Diodos Semiconductores

Transistores Bipolares

MOSFET

IGBT

Basados en el funcionamiento físico de dichos elementos, se caracterizan todos los tiempos involucrados en las conmutaciones de conducción a corte y viceversa; se encuentran las dependencias de estos tiempos de los parámetros físicos de los dispositivos y se evalúan métodos de corrección.

Junto con el apunte de Tiristores, completa la unidad temática correspondiente al estudio de las características de los dispositivos de potencia utilizados en la implementación de circuitos de aplicación en las asignaturas Electrónica IV y Electrónica de Potencia.

___________________________________________________________________________

2


1.- Distribución de portadores en las junturas P-N de unión

La comprensión de los tiempos de conmutación de los dispositivos basados en dos tipos de portadores se basa en el conocimiento del comportamiento de las junturas p-n ante las distintas posibilidades de polarización, así como de la evolución de sus concentraciones de portadores mayoritarios y minoritarios en el tiempo.

Se realiza a continuación un repaso de conceptos ya estudiados en asignaturas anteriores, necesarios para la cabal comprensión del comportamiento dinámico de dispositivos basados en dos tipos de portadores.

Una juntura pn se considera en equilibrio, cuando se encuentra a temperatura uniforme, y no actúan sobre ella factores externos tales como la luz o tensiones de polarización.

En el material tipo p y lejos de la unión metalúrgica, las concentraciones de huecos (ppo) y de electrones (npo) son uniformes, siendo la primera mucho mayor que la segunda (ppo

>>npo).

Análogamente en el lado n será nno>>pno.

Para un material razonablemente extrínseco se satisface que Na>>n, siendo Na, concentración de aceptores y ni concentración de los huecos y electrones en un material intrínseco, donde pono=ni

2 (T).

En consecuencia, en el material tipo p, ppo ~ NA y npo= ni2 (T)

NA

Análogamente en el lado n se obtiene npo=ND y pno= ni2 (T)

ND

Teniendo en cuenta estas consideraciones, en la figura 1 se encuentran graficadas las densidades de portadores mayoritarios y minoritarios en ambos lados de una juntura pn en equilibrio.

Como la concentración de huecos es mucho mayor en la región p que en la región n, al igual que la concentración de electrones en la región n es mucho mayor que en la región p, en la región de la unión metalúrgica existen gradientes de concentración de huecos y electrones. Esta situación se encuentra graficada en la figura 2 donde se ha expandido la zona de unión.

Debido a estos grandes gradientes de concentración, los huecos tienden a difundirse a través de la unión, pasando de la región tipo p a la región tipo n, mientras los electrones tienden a difundirse en sentido opuesto.

___________________________________________________________________________

3


Figuras 1 y 2

Los huecos al difundirse dejan atrás iones cargados negativamente, mientras los electrones dejan atrás iones cargados positivamente, generando en la zona de unión una carga espacial. Esta carga espacial crea un campo eléctrico que se opone a que los huecos y electrones puedan seguir difundiéndose. Dicho campo eléctrico en la unión es consecuencia directa del transporte de carga, y en consecuencia aumenta al valor necesario para compensar las tendencias difusoras de huecos y electrones.

Se puede entonces, para el estudio, descomponer a una unión pn, en una región que rodea la unión metalúrgica, la que contiene el campo eléctrico y la carga espacial, denominada “capa de carga espacial”. Región que se encuentra entre otras dos, en las que el potencial electrostático es constante y el campo eléctrico y la densidad de carga son nulos.

Estas capas exteriores son conocidas como “regiones neutras” porque en ellas no hay carga eléctrica.

Cuando se aplica una tensión directa de polarización, la altura de la barrera de potencial en la unión varía y aparece una corriente. Una disminución de la barrera de potencial permite a los huecos circular de la región de tipo p a la región de tipo n, y a los ___________________________________________________________________________

4

Lado p Lado n

n no = N D

p no = ni2 (T) / N D

n po = ni2 (T) / N A

p po = N A

UnionMetalurgica

Concentracionde portadores

Lado p Lado n

n no = N D

p no = ni2 (T) / N D

n po = ni2 (T) / N A

p po = N A

UnionMetalurgica



electrones en el sentido inverso. Estos procesos se conocen como inyección de portadores minoritarios, ya que los huecos y electrones que atraviesan la unión aumentan las concentraciones de los portadores minoritarios en las regiones que son inyectados.

En la figura 3 se indican las modificaciones en las concentraciones en la capa de carga espacial para polarización directa, donde pn y np son las nuevas concentraciones de los portadores minoritarios en las cercanías de la unión.

Figura 3

La inyección de portadores debida a la aplicación de una tensión directa a la juntura, genera en consecuencia un aumento de la concentración de portadores en las cercanías de la zona de unión. Los huecos inyectados desde la zona p se alejan de la misma por difusión hacia el interior de la zona n, mientras los electrones inyectados desde la zona n hacen lo propio hacia la zona p. Al alejarse de la zona de unión, los portadores minoritarios inyectados se recombinan con los mayoritarios, por lo que su concentración decrece al alejarse de la unión, para alcanzar la distribución de equilibrio térmico a cierta distancia de la zona de carga espacial. Esta situación se ilustra en la figura 4a.

Figura 4a

Como la corriente de difusión debida a la inyección de portadores minoritarios es proporcional al gradiente de su concentración, la figura 4b muestra la forma general de la densidad de corriente eléctrica debido a huecos (Jh) y a electrones (Je). En la misma se ha incluido la zona de unión, aunque su ancho se encuentra exagerado dado que la zona de carga espacial es normalmente dos o tres órdenes de magnitud mas delgada que las partes de las regiones neutras que contienen los portadores inyectados.___________________________________________________________________________

5

xX = 0

pnonpo

pp

np

nn

pn

log n, p

np

Lado p Lado n

nno = ND

pno = ni2 (T) / ND

npo = ni2 (T) / NA

ppo = NA

UnionMetalurgica


pn


Figura 4b

La corriente total del diodo está constituida por el movimiento de huecos y electrones, y bajo condiciones estacionarias tiene la misma intensidad en cualquier plano trasversal del diodo. Si bien la intensidad total es constante, de la figura 4b puede observarse que las intensidades de las corrientes componentes de huecos y electrones en las zonas neutras varían en función de la distancia. Suponiendo que las corrientes de huecos y electrones tienen intensidad constante en la zona de carga espacial (es decir no hay recombinación en esta zona), la intensidad total es simplemente la suma de la intensidad de la corriente de huecos inyectados en la región de tipo n y de la corriente de electrones inyectados en la región de tipo p como se indica en la figura 5a. Esto es:

I = A (Jh + Je) = A (Jh de borde + Je de borde)

Siendo A el área de la sección recta de la unión.

Figura 5a

Además de las corrientes de portadores minoritarios mostradas en la figura 5a, hay también corrientes de portadores mayoritarios. En la región tipo p existe una corriente de huecos dirigida del contacto a la unión, que proporciona tanto los huecos que luego de ser transportados hasta la unión son inyectados como minoritarios a la región tipo n como los necesarios para proveer la recombinación de los electrones inyectados desde la región tipo n. En forma análoga, en la región tipo n, los electrones van desde el contacto a la unión para

___________________________________________________________________________

6

Jtotal = Je de borde + Jh de

borde

x

Movimiento de electrones

Movimiento de huecos

JhJe

Densidad de corriente de portadores minoritarios

Je de borde

Je

Jh de borde

Densidad de corriente de portadores minoritarios

Jh


mantener la inyección de electrones en la región de tipo p y alimentar la recombinación en la región de tipo n.

Esta condición se indica en la figura 5b, que compendia las distribuciones de corrientes de huecos y electrones en un diodo de unión pn idealizado en condiciones de polarización directa.

Figura 5b

Las intensidades de las corrientes de los portadores mayoritarios indicadas son simplemente la diferencia entre la intensidad total constante y las intensidades de las corrientes de portadores minoritarios de la figura 5a. En los puntos lejanos a la unión, toda la corriente es virtualmente debida a los portadores mayoritarios. Es decir, cerca del contacto terminal de la región tipo p casi toda la corriente está formada por huecos, y cerca del contacto en la región tipo n casi toda la corriente es de electrones. Aunque la corriente está dirigida en todas partes de la región tipo p a la región tipo n en el caso de polarización directa, los huecos y electrones se mueven unos hacia otros desde los contactos hacia la unión, cerca de la cual se recombinan.

Si la tensión aplicada es negativa en lugar de positiva, la altura de la barrera de potencial aumenta, y el flujo de huecos hacia el interior de la región de tipo n y el de electrones hacia el interior de la región de tipo p disminuyen. Sin embargo, los huecos portadores minoritarios en la región tipo n cerca de la unión pasan con facilidad la barrera de potencial hacia el lado de tipo p. Del mismo modo, los electrones atraviesan la unión del lado de tipo p al lado de tipo n. Estos movimientos de huecos y electrones son la causa de la corriente inversa.

Como consecuencia de la extracción de huecos y electrones de las regiones donde son portadores minoritarios, las concentraciones de portadores minoritarios quedan por debajo de sus valores de equilibrio en los bordes de la zona de carga espacial como se indica en la figura 6a.

___________________________________________________________________________

7

Jtotal = Je + Jh

Región p

Zona de carga espacial

JeJh

Je Jh

Región n

pn

x

pnonpo

pp

np

nn

log n, p


Figura 6a

Debido a esta distribución, los portadores minoritarios se mueven en las regiones neutras hacia la unión para suplir los que la atraviesan. Los portadores minoritarios que componen estas corrientes se generan térmicamente en las regiones próximas a la unión donde las concentraciones han disminuido. Contrariamente a la situación de polarización directa, los huecos y electrones se alejan de la región cercana a la unión, donde se generan, y van hacia los contactos en los extremos del semiconductor. Es en consecuencia una corriente de sentido inverso y de varios órdenes de magnitud menor que la directa.

En la figura 6b se muestra la distribución de las densidades de corrientes para polarización inversa

Figura 6b

2.- Tiempos de Conmutación de Diodos Semiconductores

2.1. Polarización inversa - Capacidad de transición

Si se aplica a una juntura una polarización inversa, se aumenta la barrera de potencial y en consecuencia aumenta el ancho de la carga espacial.___________________________________________________________________________

8

Jtotal = Je + Jh

Región p

Zona de carga espacial

JhJe

Jh Je

Región n


Este aumento de carga con la tensión aplicada puede considerarse como un efecto de capacidad. Se define como capacidad incremental CT a

donde dQ es el incremento en la carga provocado por el cambio de tensión dV. Se desprende que un cambio de la tensión dV en un tiempo dt da como resultado una corriente

CT se conoce con el nombre de “capacidad de la región de transición”, “de la carga espacial” o “de la barrera”.

Esta capacidad es una función de la tensión inversa aplicada, como puede observarse en la figura 7, donde se ha graficado la variación de CT con la tensión inversa para el diodo 1N914.

Figura 7

La existencia de esta capacidad de transición marca la primer diferencia entre un diodo real y uno ideal. Si se pretende bloquear ondas rápidas o de alta frecuencia, mediante la polarización inversa de un diodo, se debe tener en cuenta que si CT es lo bastante elevada, la corriente que se ve frenada por la baja conductancia del diodo inversamente polarizado, puede circular a través de esta capacidad.

Cabe destacar que este efecto capacitivo en un diodo polarizado inversamente es un fenómeno inherente a toda juntura inversamente polarizada. Se encuentra presente, y debe ser debidamente considerada, en toda juntura operando en polarización inversa. Por ejemplo la juntura colector-base en un transistor bipolar en zona activa o la juntura J2 de un tiristor cortado con polarización ánodo-cátodo positiva. En particular, en este último caso, la corriente que circule por la misma debido a bruscas variaciones de la Vak, puede producir un encendido indeseado, limitando en consecuencia la máxima dv/dt que soporta el tiristor.

2.2 Tiempo de recuperación directa___________________________________________________________________________

9

5 15 25

0,8

2,4

4C T

TensionInversa


Si se aplica a un diodo un escalón de corriente IF de amplitud comparable o mayor que la de régimen como se indica en la figura 8a, la tensión sobre el diodo presenta un sobrepico como se refleja en la figura 8b. Este efecto es debido a que inicialmente el diodo no actúa como un elemento de unión de difusión p-n sino como una resistencia al no haber transcurrido aún el tiempo necesario para que se produzca la distribución de cargas de régimen estacionario

Por simplicidad, se supone que inicialmente el diodo no se encuentra polarizado en sentido inverso, por lo que se desprecia el tiempo necesario para cargar la capacidad de transición o cualquier capacidad exterior en paralelo con el diodo.

Figura 8Este fenómeno es fácilmente comprendido observando las graficas de las densidades

de portadores minoritarios a ambos lados de la juntura para condiciones estacionarias de polarización inversa y directa. Estas gráficas corresponden a las figuras 4a y 6a anteriores. Gráficas que por comodidad se han representado nuevamente en la fi 9.

___________________________________________________________________________

10

iIf

Vd

Vd

a

b

c


Figura 9

En un diodo con polarización inversa, figura 9a, solo circula la pequeña corriente Io, ya que únicamente los portadores minoritarios a cada lado de la unión tienen la polaridad correcta para pasar la barrera de juntura. Lejos de la misma, la densidad de portadores minoritarios queda inalterada. Cuando estos portadores se aproximan a la juntura, son rápidamente pasados a través de ella, reduciendo a cero la densidad de huecos y electrones en la unión. La corriente que circula, Io, es pequeña porque la cantidad de portadores generados térmicamente también lo es.

Cuando se aplica polarización directa, el estado de equilibrio es ahora el correspondiente a la figura 9b. Cerca de la juntura la densidad de portadores minoritarios es grande. Estos han sido proporcionados por el otro lado de la unión donde son mayoritarios. Con el tiempo y a medida que se alejan de la juntura, un mayor número de ellos se recombina con los portadores mayoritarios, por lo que su densidad decrece al alejarse de la unión.

La densidad de los portadores mayoritarios, no indicada en la figura, es la misma que la de los minoritarios para mantener la carga neta en el semiconductor.

En régimen permanente, la corriente que circula por la juntura en sentido directo, es una corriente de difusión debida al gradiente de concentración de los portadores, y si la corriente es lo suficientemente grande, hay también una caída óhmica.

El sobrepulso en la caída directa de un diodo sometido a un escalón de corriente de gran amplitud y bajo tiempo de crecimiento, se debe a que en el instante inicial la caída

___________________________________________________________________________

11

JunturaTipo nTipo p

n p

p n

p no

n po

PolarizacionInversa

JunturaTipo nTipo p

np

pn

pno

npo

PolarizacionDirecta


óhmica es muy grande. En to+ los huecos, por ejemplo, no han tenido tiempo de difundirse muy lejos en el lado n para crear una densidad de portadores minoritarios. Excepto en las proximidades de la unión, no habrá carga minoritaria para establecer un gradiente de densidad, y en consecuencia no podrá haber corriente de difusión. Para conseguir la circulación de corriente, es preciso que un campo eléctrico ejerza una fuerza sobre los portadores mayoritarios, campo eléctrico que da lugar a la caída óhmica. Con el transcurso del tiempo, esta caída decrece al poder establecerse la corriente de difusión.

De lo dicho anteriormente se desprende que el sobrepulso aumenta al disminuir el tiempo de elevación de la onda de corriente. Si la corriente aumenta lentamente existe difusión de portadores minoritarios durante la elevación de la corriente, obteniéndose una respuesta en el tiempo de la tensión directa sobre el diodo como la de la figura 8c.

Si se define el tiempo de recuperación directa tfr, como el lapso que tarda la tensión en el diodo en ir del 10% hasta el 90% del valor final y permanecer por sobre éste último valor, se obtienen valores típicos del orden de las decenas de nanosegundos para escalones bruscos de la corriente directa. Valor pequeño frente a otros tiempos de conmutación que se consideraran posteriormente.

Además, el pequeño incremento de la caída directa del diodo en el instante de su pasaje de corte a conducción, es a los fines prácticos completamente despreciable y solo debe considerárselo en aplicaciones especiales.

Como conclusión se puede observar que el comportamiento de un diodo real no difiere en forma fundamental del de un diodo ideal en cuanto a su pasaje de corte a conducción. Para la mayoría de las aplicaciones puede considerarse que cualquier diodo se comporta como ideal, es decir con tfr=0.

2.3. Tiempo de recuperación inversa

La principal limitación en el uso de un diodo como llave se encuentra al pasar de la condición de conducción a la de corte.

Figura 10Si se somete un circuito como el de la figura 10a un escalón negativo de tensión como

el de la figura 10b, se obtienen las formas de onda de la figura 11.

___________________________________________________________________________

12

a

b

Vi Vo

Vi Vf

-Vr


Inicialmente el diodo conduce en sentido directo una corriente IF = VF/RL , despreciando VD frente a Vi.

Figura 11

De la observación de las curvas de la figura 11 se desprende que al invertirse bruscamente la tensión de entrada, la corriente no cae a cero sino que adquiere el valor de IR = -VR/R durante ___________________________________________________________________________

13

Io IF

-I R

pn - pno

Vd

ts ttPol. Directa


un tiempo ts, cayendo luego a I0 al cabo de tt. La caída directa en el diodo permanece con igual polaridad durante el tiempo ts y recién bloquea la tensión inversa una vez transcurridos los tiempos ts+ tt.

Para justificar este funcionamiento es necesario volver a las gráficas anteriores de concentración de portadores de la juntura.

Si repentinamente se desea bloquear un diodo que se encuentra conduciendo, la corriente no se interrumpe hasta que la distribución de portadores minoritarios sea la de la figura 9a. Al invertirse la tensión de excitación, el exceso de portadores minoritarios acumulados en la juntura puede proveer portadores de la polaridad adecuada para establecer la corriente que fija este nuevo valor de tensión. Corriente que circula hasta que la densidad de portadores minoritarios inyectados en exceso pn-pno (o np-npo) haya caído a cero.

El tiempo necesario para que la carga almacenada de portadores minoritarios llegue a cero se denomina tiempo de almacenamiento ts.

Una vez eliminado el exceso de carga por sobre el valor de equilibrio, el diodo necesita un tiempo adicional tt, tiempo de transición, para recuperar su capacidad de bloqueo. Tiempo requerido para que los portadores minoritarios que están a alguna distancia de la unión se hayan difundido hacia ella y la hayan cruzado, mas el necesario para cargar a la capacidad de transición presente en toda juntura inversamente polarizada hasta -VR a través de RL.

Como inicialmente la concentración de portadores varía poco, la caída de tensión sobre el diodo VD tampoco se modifica, permaneciendo con polarización directa aunque la corriente se haya invertido. Al cabo del tiempo ts los portadores minoritarios llegan a la condición de equilibrio, la tensión se invierte y se pasa a la distribución correspondiente a tensiones inversas. Luego de tt el diodo se ha recuperado completamente.

Como inicialmente la concentración de portadores varía poco, la caída de tensión sobre el diodo VD tampoco se modifica, permaneciendo con polarización directa aunque la corriente se haya invertido. Al cabo del tiempo ts los portadores minoritarios llegan a la condición de equilibrio, la tensión se invierte y se pasa a la distribución correspondiente a tensiones inversas. Luego de tt el diodo se ha recuperado completamente.

En consecuencia, la suma de los tiempos de almacenamiento ts, y de transición tt, establecen el tiempo de recuperación inversa trr necesario para que un diodo recupere su capacidad de bloqueo.

De lo expresado anteriormente se desprende que el comportamiento de un diodo real en su pasaje de la condición de conducción a la de corte dista considerablemente del esperado en un diodo ideal. Es necesario, en consecuencia, poder evaluar el orden de magnitud de los tiempos involucrados y establecer de qué parámetros, tanto físicos como circuitales, dependen dichos tiempos.

Para establecer la expresión del tiempo de almacenamiento ts se utiliza el método de control de carga. El tiempo ts se debe a la existencia de exceso de carga en la unión. Si se considera que en un cierto volumen de un semiconductor existe una carga en exceso de portadores minoritarios Q0, y se interrumpe la corriente directa que produjo este exceso, esta carga desaparecerá en el tiempo hasta alcanzar la distribución de equilibrio de portadores minoritarios y mayoritarios. Si para los diodos de union pn, se considera que luego de

___________________________________________________________________________

14


establecido el exceso de carga se abre el circuito de circulación de corriente, de modo que no pueda por él circular ninguna corriente, ni directa ni inversa, la velocidad con que se produce la recombinación es una función directa del exceso de carga existente. Esto se debe a que la probabilidad, dentro de un tiempo dado, de que un portador mayoritario encuentre a otro minoritario con quien combinarse, decrece al disminuir el número de portadores minoritarios.

La consideración anterior puede ser expresada matemáticamente mediante la siguiente ecuación:

(2.3.1)

donde la constante de proporcionalidad se expresa como 1/ siendo una constante con dimensiones de tiempo, conocida como tiempo de vida medio de los portadores minoritarios. Si se integra la expresión anterior con la condición inicial de Q= Qo para t = 0 se obtiene

Q=Qo e-t/.

La carga Q puede variar no sólo por la recombinación de las cargas, sino también por introducir o eliminar carga del volumen por medio de una corriente que cruce la superficie de dicho volumen. Si se denomina i (t), la corriente que entra en el volumen, la ecuación diferencial 2.3.1 debe reemplazarse por:

dQ/dt + Q / = i (t) (2.3.2)

Expresión que pone de manifiesto que la variación por unidad de tiempo del flujo entrante, es igual a la velocidad a la que la carga almacenada aumenta, mas la necesaria para compensar la que se pierde por recombinación.

Si un diodo se encuentra en estado estacionario circulado en sentido directo por una corriente constante IF, al no existir variación de carga, la expresión 2.3.2 se reduce a

La corriente IF suministra portadores minoritarios a la misma velocidad con que desaparecen por recombinación, quedando un exceso de carga neta:

Qo = IF

Si en t = 0 se pretende cortar a un diodo que se encuentre conduciendo, en t0+ circulará una corriente en sentido inverso IR,. Aplicando la expresión básica del control de cargas 2.3.2 se obtiene:

Resolviendo esta expresión con las condiciones iniciales de Q = Q0 en t = 0, se obtiene

que la carga Q se hace cero en un tiempo ts dado por:

___________________________________________________________________________

15


ts = ln ( 1 + IF / IR )(2.3.3)

Como era de esperar, el tiempo de almacenamiento es una función directa de la corriente directa circulante antes de la inversión de la tensión y una función inversa de la magnitud de la corriente inversa luego de producido el escalón de entrada.

Cabe destacar que la expresión obtenida es solo válida para una excitación en escalón de valor inicial VF y valor final VR. Para otras expresiones de i (t), debe resolverse la ecuación diferencial básica del control de cargas, aplicando la correspondiente expresión de i (t).

El tiempo de vida medio de los portadores minoritarios depende fundamentalmente del método de construcción del diodo semiconductor, además de los valores de IF y de la temperatura de operación. Una variación típica de con IF y la temperatura se indica en la figura 12.

Figura 12

En caso de no disponerse de estos datos, una aproximación razonable es considerar al como constante.

Para completar la evaluación del tiempo de recuperación inversa trr resta el cálculo del tiempo de transición tt. Este tiempo es el intervalo en que el cambio principal que se produce en el diodo es la carga de su capacidad de transición CT.

Como CT disminuye al aumentar la amplitud de la polarización inversa, ver figura 3, una estimación conservadora para el cálculo de tt puede hacerse suponiendo que la capacidad de transición permanece constante en su valor máximo. De la figura 10, se desprende que la constante de tiempo asociada con el intervalo de transición es RLCT. Puede en consecuencia estimarse el tiempo de transición en 3RLCT.

2.4. Modelo equivalente del diodo en conducción (FP)

Como acaba de establecerse, un diodo en el estado de conducción presenta una acumulación de cargas, por lo que en condiciones de polarización directa, puede ser representado mediante un modelo constituido por una resistencia en paralelo con un condensador.

___________________________________________________________________________

16

1,4

0,6

2,2

Normalizado

Ta

0 100

t = 5 nsegIf = 10 ma,Ta = 25 C


Al circular una corriente IF por el diodo, se almacena una carga Q y aparece una tensión V. La corriente IF y la tensión V están relacionadas por la ya conocida expresión:

I = Io (e V/VT – 1)

La resistencia incluida en el modelo es la resistencia directa rd. La capacidad en paralelo, que se incluye para representar el almacenamiento se denomina la capacidad de difusión CD. Para que el circuito equivalente satisfaga la condición que al caer la corriente en un diodo a cero, la carga de portadores minoritarios en exceso decrezca con una constante de tiempo invariable , la relación entre ambos debe satisfacer:

rd CD =

Esta misma condición puede obtenerse a partir de la ecuación básica del control de carga para régimen estacionario:

IF = Q

Derivando esta expresión::

dQ = dI dV dV

Como dI = rd, llamando CD = dQ debe ser CD = g y = CD rd

dV dV

2.5. Limitación de la exactitud del análisis (FP)

En todo el estudio se ha supuesto que hay una correspondencia biunívoca entre la corriente del diodo y la carga almacenada en exceso. Se ha despreciado el hecho de que en realidad la corriente depende no sólo de la carga almacenada sino de la forma en que la misma está distribuida. Se ha supuesto además que cuando el diodo pasa de polarización directa a inversa, el exceso de portadores minoritarios se hace cero al mismo tiempo, independientemente de la distancia de a la unión.

Esto es válido si la corriente varía lentamente, pero no lo es en condiciones de variaciones bruscas de corriente. En este caso, al producirse la inversión, los portadores minoritarios en exceso volverán a atravesar la unión de retornando a la capa de la que proceden, pero los que se hallan lejos de la unión metalúrgica deberán primero difundirse antes de poder ser eliminados. Por tanto puede que el exceso de carga se haga cero, o, incluso invierta su signo en la unión, mientras que lejos de ella esta diferencia sea todavía positiva. Una solución exacta del problema exige la solución de la ecuación de difusión que controla el flujo de los portadores minoritarios. Sin embargo, el análisis realizado, satisface la comprensión del fenómeno dentro de aproximaciones razonables.

2.6. Compensación de carga para hacer mínimo el tiempo de almacenamiento (FP)

___________________________________________________________________________

17


En un circuito como el de la figura 13a, excitado por una onda de entrada como la de la figura 13b, se obtiene una tensión de salida como la representada en la figura 13c. El comportamiento deseado sería, en cambio, el de la figura 13 d.

Figura 13En el apartado 2.4. se determinó que un diodo en conducción puede representarse por

un modelo equivalente formado por una capacidad CD en paralelo con la resistencia directa rd. Aplicando este modelo al circuito de la figura 13a, se obtiene durante el estado de conducción, el circuito de la figura 14.

___________________________________________________________________________

18

a

b

Vi Vo

Vi Vf

-Vr

c

d

Vo

Vo

Vf

-Vr

Vf

ts

Vi VoR

Rd

Cd


Figura 14

De la observación de este modelo se extrae que si se desea que el escalón de entrada pase sin deformación a la salida, basta con colocar un condensador C de valor adecuado en paralelo con RL, implementando así un atenuador compensado.

Si se considera que la resistencia de fuente es cero, al producirse la inversión de la entrada, circula un impulso de corriente por el camino serie constituido por las capacidades de compensación y de difusión. Impulso de corriente que elimina la carga almacenada en el diodo y provocará un escalón de tensión en la capacidad de compensación de valor:

Vo = Q / C (2.6.1)

CD sólo puede entregar el exceso de carga, pues eliminada ésta, el diodo se corta recuperando su capacidad de bloqueo de tensiones inversas. El Q de la expresión anterior es la acumulada en el diodo.

Si por él circula:

IF = VF / R

de la expresión general del control de cargas en estado estacionario dQ/dt = 0 se obtiene:

IF = Q /

reemplazando:

Q = VF / R

Si se desea entonces que el circuito quede compensado, obteniendo una salida como la de la figura 13d, la eliminación de Q debe producir a la salida un Vo = VF

Remplazando los valores de Vo y Qo en la ecuación 2.6.1 se obtiene:

VF = VF / RC y = RC

Se desprende de esta última expresión que para que el circuito quede compensado, la constante de tiempo constituida por la resistencia de carga y el condensador de compensación debe ser igual al , tiempo de vida medio de los portadores minoritarios del diodo semiconductor utilizado.

De la ecuación 2.6.1 se desprende que si el condensador de compensación es mayor que el necesario para compensar el circuito, para igual Q en el diodo, el escalón de tensión a la salida es menor y la salida tiene una forma con la indicada en la figura15a. En este caso, el exceso de carga es eliminado en forma instantánea produciendo un determinado escalón Vo, a partir de la cual la salida cae a cero con su propia constante de tiempo RC.

___________________________________________________________________________

19


Un condensador menor que el de compensación produce una salida como la indicada en la figura 15b.

Figura 15

Si se continúa disminuyendo el valor del condensador de compensación, el salto en la tensión de salida continúa aumentando. El mayor cambio posible en Vo es VF + VR, y la correspondiente carga máxima transferida al condensador es C (VF+VR). Si se desea eliminar toda la carga almacenada Q, es preciso que

C (VF + VR) >= Q = IF = VF / R

O que el condensador satisfaga

C >= VF / R (VF + VR)

Si no se satisface la ecuación 2.6.1, la onda de salida tiene un aspecto como el de la figura 16. Como la carga almacenada no ha sido eliminada completamente para to+ el diodo permanece conduciendo y Vo = Vi = - VR

___________________________________________________________________________

20

Vo

Vo

a

b


Figura 16

La carga que permanece en el diodo es

IF – C (VF + VR) = Q1

Una corriente directa IF1 mantendría esta carga en el diodo, si se elige IF

1 de modo que IF

1=Q1

IF 1 = IF – C (VF + VR) /

Puede ahora calcularse el tiempo ts de la figura 16, empleando IF1 en vez de IF en la

ecuación 2.3.3. Después del intervalo ts, el diodo resulta en circuito abierto y la tensión Vo cae a cero con la constante de tiempo RC.

Todo lo expresado anteriormente fue desarrollado bajo la premisa de resistencia de fuente nula. En los circuitos reales la presencia de esta resistencia hace imposible la circulación de impulsos de corriente, y en consecuencia la compensación obtenida se aparta de la ideal en la medida que la resistencia de fuente aumenta.

___________________________________________________________________________

21

Vo Vf

ts


3.- Tiempo de conmutación de Transistores Bipolares

En asignaturas anteriores, se han definido las características estáticas de los estados de conducción y corte de los transistores bipolares. Para aplicaciones de potencia, es indispensable el perfecto conocimiento de las características dinámicas de las transiciones tanto de conducción a corte como a la inversa.

El objetivo de esta sección es definir todos los tiempos involucrados en la conmutación de transistores bipolares de potencia, determinar los parámetros de los que dependen para poder así optimizarlos, y finalmente extraer conclusiones sobre las ventajas y desventajas de su utilización en aplicaciones de potencia.

3.1.- Definición de los Tiempos de Conmutación

El circuito de la figura 17 representa un transistor en configuración emisor común que se utiliza como llave mediante la aplicación de la excitación Vi. Señal que conmuta entre los niveles de tensión V2 y V1, provocando respectivamente el corte y la saturación del transistor.

Figura 17

Si el transistor fuese un interruptor ideal, la forma de onda de la corriente de colector debería reproducir la excursión positiva de la forma de onda de entrada. Sin embargo, si se visualiza en un osciloscopio la forma de onda de la corriente de colector de un transistor bipolar real, excitado por una tensión de entrada como la planteada, se obtiene el resultado de la figura 18.

De la forma de la corriente de colector graficada, se observa que a partir del instante t1

en que se excita la base del transistor con una tensión suficiente para saturarlo, se necesita un lapso para que el transistor comience a conducir. Se define como tiempo de retardo td, al lapso requerido para que la corriente de colector alcance el 10% del valor final, medido a partir del instante que se produce el escalón positivo en la excitación de base.

Luego de transcurrido el tiempo td el transistor ya se encuentra en conducción, pero se necesita otro lapso para que su corriente de colector evolucione del 10 al 90% de ICS, intervalo definido como el tiempo de crecimiento tr.

___________________________________________________________________________

22

Vi

t

V2

V1

Vi

Vcc

RB

RC


Figura 18

Luego de transcurrido el tiempo td el transistor ya se encuentra en conducción, pero se necesita otro lapso para que su corriente de colector evolucione del 10 al 90% de ICS, intervalo definido como el tiempo de crecimiento tr.

La suma de estos dos tiempos previamente definido establecen el tiempo de conducción:

t cond = td + tr

___________________________________________________________________________

23

Vi

Ic

IB

V2

V1

0,9Ics

0,1 Ics

V1/RB

V2/RB

t

t

tt1 t2

Ics

td tr ts tf


En el proceso inverso correspondiente al pasaje al corte, se observa que nuevamente el transistor no responde en forma inmediata a la excitación de base que pretende cortarlo, sino que se necesita un tiempo ts, denominado tiempo de almacenamiento, para que la corriente decerzca al 90 % de Ics.

Finalmente, se necesita que transcurra el tiempo de caída tf, para que la corriente de colector alcance el 10% ICS .

El tiempo de corte se encuentra constituído por estos dos últimos tiempo:.

t corte = ts + tf

Los cuatro tiempos definidos caracterizan la conmutación de los transistores bipolares, y deben ser estudiados individualmente para determinar su dependencia de la distribución de portadores en la juntura y posteriormente hallar expresiones analíticas que permitan evaluar su duración.

La notación elegida, mantenido como subíndice la primer letra de la palabra inglesa correspondiente, no es arbitraria, sino que se ha adoptado por ser la usual en la bibliografía y la normalmente utilizada en los manuales.

3.2.- Distribución de portadores y tiempos de conmutación

Caracterizados los tiempos de conmutación, para lograr el segundo objetivo del presente apunte, consistente en la caracterización de los tiempos de conmutación de los transistores de potencia, es conveniente un breve repaso de las características físicas del dispositivo en estudio. Una vez comprendidas las causas del fenómeno es posible determinar las expresiones matemáticas que fijan su duración.

Cuando un transistor npn se encuentra en zona activa, circula una corriente a través de la juntura base-emisor, corriente compuesta casi enteramente por electrones provenientes del emisor. La corriente a través de esta juntura debido a huecos en la base que penetren en el emisor, es prácticamente despreciable, debido a que el dopado del emisor es significativamente mayor que el dopado de la base.

Como la juntura base-emisor se encuentra directamente polarizada, los electrones ingresados en la base son transportados a través de ella por difusión, para establecer luego la corriente de colector. Esta corriente de difusión es a su vez, proporcional a la pendiente de la densidad de portadores en función de la distancia. Para una polarización dada, correspondiente a una corriente de colector constante, la gráfica de densidad de portadores en función de la distancia a través de la base será en consecuencia una línea recta como se indica en la figura 19a.

Cuando cada electrón alcanza la juntura base-colector es inmediatamente pasado a través de la misma, ya que con el transistor en Zona Activa esta juntura se encuentra inversamente polarizada. En consecuencia, en la juntura de colector, la densidad de electrones es cero.

___________________________________________________________________________

24


Figura 19

Realmente la corriente de colector es ligeramente inferior a la de emisor debido a que existe una pequeña pero progresiva pérdida de electrones al cruzar la base debido a su recombinación con huecos. En consecuencia la corriente decrece ligeramente al incrementarse la distancia, por lo que la gráfica anterior debería presentar una pequeña concavidad, que por simplicidad no se ha representado en la figura.

El área bajo el gráfico de densidad de electrones es el exceso total de portadores minoritarios en la base, QB, para una condición de operación dada.

Si se pasa a una condición de mayor conducción, siempre en Zona Activa, debe aumentar la pendiente de la gráfica de densidad de electrones. Para el caso particular de haber alcanzado el límite de saturación, determinado por la fuente de alimentación VCC y la resistencia de carga RC, se obtiene una situación como la de la figura 19b, donde se ha llamado QBA al total del exceso de carga en la base para la condición de operación del transistor en el límite entre Zona Activa y saturación.

Si a partir de esta situación se aumenta la excitación de base, el transistor entra en saturación. Como para alcanzar esta situación, se ha debido aumentar externamente la polarización de la juntura base-emisor, esto implica que se ha incrementado también el número de electrones inyectados a la base desde el emisor. Esto significa una gráfica tal como la indicada como “normal” (N) en la figura 19c.

Sin embargo, la corriente total a través de la base, y que es registrada como corriente de colector, está limitada a VCC/RC. Esta limitación de corriente, a pesar del aumento de polarización de base, se establece en virtud que en saturación la juntura de colector está directamente polarizada. En consecuencia hay una inyección de electrones, que podemos llamar inversa, desde el colector hacia la base, que corresponde a la gráfica “inversa” (I) en la figura 19c.

La suma de las inyecciones normal e inversa dan una distribución como la figura 19d. Como la corriente a través de la base, es constante a partir de que el transistor entra en saturación, las pendientes en las figuras 19b y 19d serán iguales.

___________________________________________________________________________

25

Base

Densidadde

Electrones

QB QBA

N

I

QBA

QBS

E C E C E C E C

(a) (b) (c) (d)


Se observa en la figura 19d que el exceso de carga acumulada de portadores minoritarios consiste en una carga de saturación uniforme QBS, la que no contribuye a la corriente, y una carga QBA, la que establece el gradiente de densidad necesario para mantener la circulación de corriente por difusión a través de la base.

Basado en el comportamiento físico del dispositivo, se pueden entender los mecanismos por los cuales se producen los retardos antes definidos en el encendido y apagado de los transistores bipolares.

Si un transistor se encuentra cortado, ambas junturas estan inversamente polarizadas y el exceso de portadores minoritarios en la base es cero. Al excitarlo, el tiempo de retardo es el necesario para cargar las capacidades de transición de las junturas colector-base mas el requerido para que las tensiones en las junturas alcancen el nivel necesario para que el transistor comience a conducir. A partir de allí es necesario que transcurra el tiempo de crecimiento tr para que se establezca el exceso de carga QBA.

Una vez saturado, al pretender cortarlo, lo primero que debe ocurrir es la eliminación del exceso de carga QBS. Durante el intervalo que esta carga es eliminada, la corriente de colector no disminuye, correspondiendo al tiempo ts. Finalmente, durante el tiempo tf, se eliminará la carga QBA y la corriente de colector cae a cero.

3.3.- Determinación de los tiempos de conmutación (FP)

Establecidos los tiempos que definen la conmutación de un transistor, y comprendidos los mecanismos físicos que los provocan, se hace necesario poder evaluarlos así como determinar de qué parámetros dependen para su posterior optimización en aplicaciones reales.

Para este propósito se pueden utilizar dos métodos, la de aproximación del circuito equivalente o el método de control de cargas ya utilizado para la evaluación de los tiempos de conmutación de diodos.

El método del control de cargas, tiene como ventaja estar estrechamente vinculado con el comportamiento físico del dispositivo e independizar de la variación de los parámetros de los modelos al tratar sólo con cambios absolutos de carga durante el intervalo de tiempo determinado por los límites de integración, sin importar la forma en que se produce este cambio.

Sin embargo, en el presente análisis se utiliza el método de la aproximación del circuito equivalente por haber sido estos modelos ampliamente estudiados en asignaturas anteriores y permitir una más clara visualización de los factores determinantes de dichos tiempos, lo que contribuye a una fijación más clara del tema en estudio.

Se deja el método del control de cargas solo para la determinación del tiempo de almacenamiento, donde el uso del método del modelo equivalente no trae aparejadas las ventajas antes mencionadas.

___________________________________________________________________________

26


3.3.1. Tiempo de retardo (FP)

Tal como fue definido, deben diferenciarse los dos factores que contribuyen al tiempo de retardo.

En primer lugar, existe un retardo debido a que cuando se aplica la señal de excitación a la entrada del transistor, es preciso un tiempo finito para cargar las capacidades de la unión, de modo que el transistor puede pasar del corte a la región activa. Llegado a esta situación, donde el transistor ingresa en la región activa, se precisa un tiempo adicional para que la corriente de colector se eleve al 10% de su valor máximo.

Durante el primer intervalo de tiempo que denominaremos td1, el transistor se encuentra al corte, las dos junturas están polarizadas en sentido inverso y no hay corriente de colector. El escalón de corriente de base debe modificar las tensiones de las capacidades de transición Cib y Cob de las junturas de emisor y colector respectivamente, de los valores de corte a los que justamente hacen conducir al transistor.

La capacidad Cib que se hallaba cargada a la tensión V2 debe pasar a valer V, tensión de arranque del transistor, para que la juntura base-emisor comience a conducir. Análogamente, la juntura C-B que se encontraba a VCC-V2 debe pasar a cargarse a VCC-V. Como en esta zona, la tensión de colector no cambia, se puede considerar ambas capacidades en paralelo para señal.

Se puede evaluar al primer componente del tiempo de retardo td1:

Vc = Vf + (Vi – Vf) e –t/

La capacidad total Cie +Cob se carga partiendo de V2 y tendiendo hacia V1.

V = V1 + (V2 – V1) e –td1/

Con una constante de tiempo dada por

d = Rs (Cib + Cob)

Por lo que resulta

td1 = Rs (Cib + Cob) ln V1 – V2 / V1 – V

td1 es muy pequeño para grandes valores de V1 frente a V2 y V,, o si inicialmente el transitor no se encuentra muy lejos en la región de corte (V2 ~ V). Estas dos conclusiones se derivan directamente de la ecuación anterior y son exactamente lo que cabía esperar del comportamiento físico del dispositivo

La limitación antes mencionada con respecto a la variación de los valores de los parámetros del modelo, se ve reflejada en que Cib y Cob, por ser capacidades de transición, no son constantes sino que dependen de la tensión de polarización inversa tal como se indica en la figura 20.

___________________________________________________________________________

27


Figura 20

El valor de td puede calcularse en forma exacta mediante integración gráfica, pero no se justifica debido a la gran variabilidad de los parámetros de los transistores. Es preferible calcular el orden de magnitud de este tiempo utilizando un valor típico o realizar un cálculo del peor caso.

Para completar la estimación del tiempo de retardo, se debe evaluar un segundo componente que denominaremos td2.

Durante este tiempo las condiciones de trabajo del transistor ya han cambiado pues el transistor se encuentra en zona activa. De asignaturas anteriores, es conocido que la respuesta de una etapa a transistor excitado por una fuente resistiva y que actúa sobre una carga también resistiva, es la de un circuito para bajo con una constante de tiempo dominante r de valor

r = rbe (Ce + Cc (1 + gm RL))

Esta constante de tiempo se deduce a partir del modelo equivalente y aplicando el teorema de Miller como se indica en la figura 21.

Figura 21

___________________________________________________________________________

28

rbb

rbe Cerbc

Cc

gm vbe rbc RL

rbb

rbe Ce Cc (1+gm RL) gm vbe RLCc gmRl+1/

gmRl

Modelo Equivalenteaplicando Miller

Modelo Equivalente


Si en el circuito emisor común en estudio se satisface que:

Rs >>rb’e

se obtiene IB1 = (V1 - V1) / RS , y la evolución de la corriente de colector es:

ic = hFE Ib1 (1 – e –t/r)

Corriente que tiende a crecer exponencialmente al valor de hFE IB1 como se indica en la figura 22. Sin embargo, como el transistor satura cuando IC =Vcc/Rc el valor de la corriente de colector se estabiliza en este valor máximo.

Figura 22

De la expresión anterior de la corriente de colector se puede deducir la expresión de td2.

0,1 Ics = hFE Ib1 (1 – e –td2/r)

td2 = r ln 1 / 1 – (0,1 Ics / hFE Ib1)

Definiendo N1, factor de sobrexcitación como

N1 = hFE Ib1 / Ics

se puede rescribir la expresión anterior como:

td2 = r ln 1 / 1 – (0,1 / N1)

N1 recibe este nombre porque si ICS/hFE es la mínima corriente para saturar a un transistor, N1 indica cuantas veces mayor es la corriente de base que se inyecta con respecto a la que lleva el transistor justo a saturación.

Este segundo componente del tiempo de retardo depende en consecuencia tanto del transistor en sí a través de la capacidad colector-base multiplicada por la conductancia gm,

___________________________________________________________________________

29

hfe IB1

Ics

0,9 Ics

0,1 Ics

Ic

tr

t


como del circuito de carga, RL y de la excitación de base mediante el factor de sobrexcitación N1.

Para ser estrictos, existe un tercer tiempo de retardo que es el producido por el tiempo finito que transcurre a partir de que el transistor ha llegado al punto en que los portadores han comenzado a atravesar la juntura b-e hasta que lleguen a la juntura de colector y sean registrados como corriente de colector. Este tiempo es una función de cada transistor y por lo general es despreciable.

3.3.2 Tiempo de crecimiento (FP)

Para el cálculo de este tiempo se procede en forma análoga que para el cálculo de td2, ya que el transistor permanece en zona activa. La siguiente expresión continúa siendo válida:

ic = hFE Ib1 (1 – e –t/r)

Remplazando:

0,9 Ics = hFE Ib1 (1 – e –t 0,9 /r)

tr = t0,9 – td2 = r ln ((1 – 0,1 / N1) / (1 – 0,9 / N1))

Valen para el tiempo de crecimiento tr las mismas consideraciones que para la segunda componente del tiempo de retardo td2.

3.3.3 Tiempo de almacenamiento (FP)

Durante la mayoría del tiempo de almacenamiento el transistor se encuentra saturado. Para hallar su duración utilizando el método de la aproximación del modelo equivalente debe usarse un modelo válido en esta región. El único modelo válido para todas las zonas de operación del transistor es el de EBERS y MOLL. Deducir la duración del tiempo ts utilizándo este modelo implica un desarrollo matemático que se aleja de la asociación directa entre tiempo de conmutación y parámetros físicos del transistor. Por este motivo, se utiliza el método de control de carga para la deducción de ts.

La ecuación básica del concepto de control de carga es la ecuación de continuidad:

I = dQ/dt + q/

Aplicando la ecuación de continuidad al transistor se encuentra que la corriente de entrada debe proveer seis componentes:

La corriente debida a la variación de la carga activa de base QBA. La corriente debida a la recombinación de la carga activa de base con un tiempo de vida

medio a. La corriente debida a la variación del exceso de carga de base QBS. La corriente debida a la recombinación del exceso de carga con un s. La corriente requerida para cargar la Cib.

___________________________________________________________________________

30


Corriente requerida para cargar la Cob.

Expresado matemáticamente:

Ib = QBA/a + dQBA/dt + QBS/s + dQBS/dt + Cib dVbe/dt + Cob dVcb/dt (3.3.3.1)

Como las tensiones a través de las junturas del transistor son constantes durante ts, no se deben considerar los efectos de Cib y Cob.

Además, como la corriente de colector no cambia durante ts, tampoco había variación en la carga QBA.

Eliminando los términos iguales a cero en la expresión anterior se obtiene:

Ib = QBA/a + QBS/s + dQBS/dt (3.3.3.2)

El término QBA / a = IBA , es la corriente de base que lleva al transistor justo al borde de saturación. Esta expresión se deduce de aplicar la ecuación 3.3.3.1 a una condición estable como la de la figura 19b. En esta condición sólo el primer término de 3.3.3.2 es distinto de cero

Tomando t=0, como el instante en que se invierte la corriente de base, en t=0- la ecuación 3.3.3.2 queda expresada por:

IB1 = IBA + QBS / s

por lo tanto:

QBS = s (IB1 – IBA) (3.3.3.3)

A partir de este instante, se invierete la tensión de entrada y la corriente de base es IB2. La ecuación 3.3.3.2 se expresa por

IB2 = IBA + QBS / s + dQBS/dt (3.3.3.4)

Resolviendo la ecuación diferencial 3.3.3.4 con la condición inicial dada por 3.3.3.3 se puede calcular el tiempo que tarda la QBS en desaparecer. Intervalo que establece el primer componente del tiempo de almacenamiento, denominado ts1

ts1 = s ln ((IB1 – IB2) / (IBA – IB2))

El tiempo ts1 obtenido es el primer componente del tiempo de almacenamiento. Por definición el tiempo ts se debe calcular hasta el instante que la corriente de colector ha decrecido al 90% de su valor de saturación. El tiempo requerido para alcanzar este valor a partir que el exceso de carga QBS se hace cero, constituye el tiempo td2, segundo componente del tiempo de almacenamiento.

Una vez concluido el tiempo ts1 el transistor se encuentra nuevamente en zona activa., por lo que es válido el modelo utilizado para el cálculo del tiempo de crecimiento tr.

___________________________________________________________________________

31


La corriente de colector decrece a partir de ICS y tendería exponencialmente al valor de - hFE IB2 si el transistor se comportara como un elemento lineal, sin estado de corte.

Esta corriente de base IB2 que se aplica para llevar al transistor al corte, es una corriente inversa que persiste hasta que la corriente de colector ha llegado a cero.

Si en correspondencia con el factor de sobrexcitación N1 se definine un nuevo factor N2 tal que:

N2 = - hFE IB2 / ICs

Se obtiene la segunda componente del tiempo de almacenamiento ts2.

ts2 = r ln ((1 + 1/N2) / (1 + 0,9/N2))

Como conclusión, de las expresiones de ts1 y ts2, se puede apreciar que si se desea reducir el tiempo de almacenamiento ts se debe utilizar una fuerte excitación de base en sentido inverso – IB2 >> IB1 y – IB2 >> IBA o bien saturar sólo ligeramente al transistor con IB1 IBA

3.3.4 Tiempo de caída (FP)

Al igual que para el cálculo del segundo componente del tiempo de almacenamiento, el tiempo de caída se obtiene a partir del decrecimiento exponencial de la corriente de colector desde ICS hacia - hFE IB2.

Basta con calcular el tiempo necesario para que la corriente de colector varíe entre el 90% y el 10% de ICS, resultando:

tf = r ln ((1 + 0,9/N2) / (1 + 0,1/N1))

Nuevamente una mayor corriente inversa acorta el tiempo de caída del mismo modo que acorta el de almacenamiento.

___________________________________________________________________________

32


4.- Tiempos de Conmutación de Transistores MOSFET de Potencia

4.1.- Capacidades de los MOSFET

La estructura física de los MOSFETs determina la existencia de capacidades entre sus terminales. La estructura Metal-Oxido del gate, determina la existencia de las capacidades CGD

y CGS ente el terminal de gate y el canal. La juntura pn resultante del proceso de formación del MOSFET fija un valor de capacidad CDS entre los terminales de drain y source.

Las primeras, resultantes de la separación del canal de la metalización de gate por una capa de dieléctrico de dióxido de silicio son de un valor superior al presentado por CDS, capacidad de transición asociada a la operación en polarización inversa de una juntura pn.

Figura 23

Al igual que en los JFET, en las hojas de datos estas capacidades se especifican como de entrada, salida y de transferencia inversa, de acuerdo a las respectiva siguiente nomenclatura

Ciss Capacidad de entrada medida entre los terminales de gate-source con el terminal de drain cortocircuitado para señal con el source.

Coss Capacidad de salida mediada entre los terminales de drain-source con el terminal de gate cortocircuitado para señal con el source.

Crss Capacidad de transferencia inversa, medido entre los terminales de drain-gate con el terminal de source conectado al terminal de guardia.

De acuerdo a las definiciones precedentes resulta:

Ciss = CGS+ CGD

Coss = CDG + CDS

Crss = CGD

De los dos tipos de capacidades intrínsecamente asociadas con los MOSFET, normalmente las asociadas con su estructura (compuerta-dieléctrico-canal) son mayores que las asociadas con la juntura pn (CDS) por lo qué ésta es mucho menor que CGD, resultando una capacidad de salida prácticamente igual a CGD. ___________________________________________________________________________

33

G

D

S

B C DS

C GS

C GD


En cuanto a la capacidad gate-drain, por ser la que establece un vínculo capacitivo entre la salida y la entrada, generalmente se utiliza en los manuales la denominación de capacidad inversa Crss, siendo esta denominación mas usual que CGD .

Tradicionalmente, los fabricantes provén información sobre estas capacidades mediante curvas como las de la figura 24.

Figura 24

Estas curvas, si bien brindan importante información sobre los valores de las capacidades de los MOSFETs, puede ser malinterpretadas si se omite considerar que en la gráfica anterior, las capacidades se encuentran solo referidas a la tensión VDS, con tensión gate-source igual a cero, y no a la tensión a que se encuentra realmente sometida cada capacidad. La información de la figura 24 es congruente para Coss, al estar graficada en función de VDS con VGS = 0, pero no para determinar los valores de Ciss y Crss en los distintos estados por los que pasa un MOSFET al conmutar entre conducción y corte y viceversa.

A modo de ejemplo, si se analiza la variación de tensiones a que se ve sometida Crss durante la conmutación, puede comprobarse que con el MOSFET cortado (VGS 0), su tensión es una tensión positiva VDG VCC, ya que VDS = VCC y VGS 0. En cambio, cuando el dispositivo se encuentre en plena conducción con la VGS necesaria para asegurarla (VGS > VT), la situación es diametralmente opuesta pues VDG 0, por lo que VDG = VDS (ON) - VGS(ON) < 0.

En consecuencia, sin disponer de información de los valores de las capacidades para tensiones VDG negativas no puede evaluarse el comportamiento de los MOSFET en conmutación. A este efecto los fabricantes completan la información brindada por curvas como de la figura 24 con la contenida en curvas como las de la figura 25.

Las variables utilizadas en la absisa, así como las condiciones de medición VGS = 0 y VDS = 0, reflejan las condiciones para generar las dos secciones de las curvas de la figura.

___________________________________________________________________________

34

5 15 2510 20

V DS (V)

C (pF)

2000Ciss

CossCrss

T = 25º C

V GS = 0


Fifura 25

Estas curvas reflejan la gran diferencia de valores de capacidad según exista o no canal formado en el MOSFET. Su establecimiento permite que existan portadores para establecer la conducción y en consecuencia las capacidad asociadas con la estructura compuerta-dieléctrico-canal aumentan varios órdenes de magnitud. Se puede verificar que Crss, que como toda capacidad que vincula la salida con la entrada, juega un papel fundamental en los tiempos de conmutación, pasa de valer 50 pF cuando el MOSFET se encuentra cortado a mas de 3300 pF al conducir.

4.2.- Tiempos de conmutación de los MOSFET

En la figura 26, se ha graficado un circuito donde un transistor MOS canal n pasa del estado de corte al de conducción y viceversa al ser excitado por una fuente VGG. Como resultado de esta excitación, se han representado las formas de onda de gate y drain resultantes en la figura 27.

Dado que los MOSFET son dispositivos comandados por tensión y no por corriente, debe tenerse en cuenta para la conmutación cómo se cargan y descargan todas sus capacidades, considerando como se van modificando sus valores al pasar el MOSFET por los diferentes estados de conducción

Figura 26

___________________________________________________________________________

35

V GS /V GD (V)

C (pF)C GS

C GD

10 20

V DD

V GG

R l

Ri


Figura 27

En t=0 se aplica VGG al MOS que se encuentraba cortado con VGS=0 y VGD=VDD, valores a los cuales están cargados CGS y CGD, El MOS permanece sin conducir el tiempo T1 necesario para cargar la capacidad de entrada a VT. Transcurrido T1 las capacidades quedan cargadas según se indica en la figura 28. Durante este intervalo, la capacidad de entrada es Ci=Cgs+Cgd. Por no haberse aún establecido el canal, de la figura 25 puede observarse que sus valores son bajos

Concluido el tiempo T1 el MOS comienza a conducir y su tensión VDS disminuye. El MOS se encuentra ya en zona activa, y durante T2 su capacidad de entrada se ve afectada por el efecto Miller, Ci=Cgs+(1+A)Cgd. Debe tenerse en cuenta que la capacidad de entrada se ve incrementada no solo por el efecto Miller, sino por el incremento propio de Cgs y Cgd cuando VGD /VGS > VT como se indica en la figura 25.

___________________________________________________________________________

36

T1 T2 T3 T4 T5 T6

V DS

V GS

V GG

Regiones: I II III

t = 0

Vg1

Vg2Vg1 = VT

Vg2 si DVDS = 0

VDD


Figura 28

Al final de T2, y suponiendo VDS = 0,5V, las capacidades del MOS se encuentran cargadas a los valores indicados en la figura 29.

Figura 29

La variación de CGD con la tensión drain-source durante T2 se ve reflejada en la curva de VGS de la figura 27, la que inicialmente presenta una pendiente elevada, para disminuir paulatinamente a medida que VDS tiende a su valor mínimo.

Llegado a esta condición el MOS está saturado. No hay más cambios en VDS o IDS, no hay en consecuencia efecto Miller y la capacidad de entrada Ci=Cgs+Cgd termina de cargarse a su valor final. La Ci durante T3 es mayor que durante T1 debido al aumento de CGS y CGD al encontrarse el MOS en conducción.

El proceso de apagado es similar. Durante el tiempo T4 el MOS está completamente conductivo, no hay variación de VDS ni efecto Miller y se elimina el exceso de carga de Ci.

Durante T5 el MOS comienza nuevamente a funcionar como un integrador Miller. La salida varía lentamente hasta que la capacidad de Miller disminuye, luego ésta varía más rápidamente hasta que finalmente el MOS llega al estado de OFF.

En T6 el MOS ya está cortado y la capacidad de entrada termina de descargarse.

Sobre la curva VDS pueden definirse los tiempos de conmutación de un MOSFET. Se define un tiempo de retardo de encendido, como el lapso a partir de aplicarse la tensión V GG

___________________________________________________________________________

37

G V DD

D

S

RlCgd

Cgs

CdsVCgd = VDD - Vg1VCgs = VTVCds = VDD

+

+

-

-

+

-

VCgd = Vg2 - VDS(ON)VCgs = Vg2VCds = 0,5

G V DD

D

S

RlCgd

Cgs

Cds

+

+

-

-

+

- Rds


de entrada hasta que la corriente de drain alcance el 10% de su valor máximo; un tiempo de crecimiento para el intervalo de variación de IDS entre el 10% al 90% de su valor máximo; un tiempo de retardo de corte desde que se hace VGG = 0 hasta que la corriente de drain alcance el 90% de IDS max

y finalmente un tiempo de caída para la variación de IDS desde el 90 al 10% de su valor máximo.

4.3.- Evaluación de los tiempos de conmutación de los MOSFET (FP)

La velocidad de operación de un MOS se encuentra fijada por la velocidad con que se cargue y descargue la Ci, determinada por la capacidad de entregar corriente del circuito excitador. Circuito excitador que entrega energía sólo en los momentos de conmutación, ya que la alta resistencia de entrada (del orden de 1012 ohms) hace que ésta sea despreciable en estado estacionario. Para un dado valor de Ci de un MOSFET, la energía requerida para un cierto Vgs es:

W = ½ Ci Vgs2 (watt-segundos)

Como Ci es una función de VGS y VDS, Ci cambia de valor durante el proceso de conmutación y no se puede fijar su valor en la expresión anterior. La expresión anterior puede también ser escrita como:

W = ½ Qg Vgs

Expresión que fija los requerimientos de carga de gate para que los distintos estados del encendido tengan efecto, siendo Qg la variación de carga de la capacidad de entrada para una variación de Vgs. Para la solución de esta expresión, los fabricantes suministran curvas como la de la figura 30, que corresponden a un circuito como el indicado en la figura 31.

Figura 30

___________________________________________________________________________

38

80

60

40

20

VDS (V) VGS (V)

8

6

4

2

2000 4000 8000 100006000

Qg - Carga de Gate - en pC

VDD = 20 V

VDD = 60 V


Figura 31

Estas curvas, conocidas como las curvas de carga de gate, simplemente reflejan el comportamiento de las tensiones de VDS y VGS para condiciones de alimentación específicas. En particular, en la figura 32 se ha redibujando la curva de control de carga de gate correspondiente a VDD = 60 V, y donde pueden apreciarse tres regiones coincidentes con los intervalos T1, T2 y T3 de la figura 27.

Figura 32

La región 1 se encuentra definida cuando VGS es menor que la tensión de umbral, VGS

VT, y en consecuencia elMOS cortado. La capacidad en esta región es prácticamente constante y su valor es:

En la región 2 el MOS conduce, existe efecto Miller, y se puede tomar como valor promedio de Ci:

___________________________________________________________________________

39

V DD

100 ohmIg

VDS (V) VGS (V)

8

6

4

2

2000 4000 8000 100006000

VDS

Vg1

Vg2

Region 1 Region 2 Region 3

VGS

Q1

Q2


En la región 3, el MOS está en plena conducción, ya no hay efecto Miller y la capacidad de entrada es:

˜ 875 pF,

El valor de la capacidad Ci es mayor que en la región 1 por estar el canal creado.

En esta región el MOS se encuentra sobreexcitado, siendo este exceso de carga el que determina la existencia del tiempo de retardo de apagado. Tiempo que puede ser disminuido pre polarizando al gate a un valor de tensión gate-source justo inferior al necesario para establecer la corriente máxima de drain. Sin embargo, el no sobreexcitar en la región 3 disminuye el margen de ruido del circuito de control y requiere un valor estable de Vt.

De las expresiones anteriores se pueden determinar los tiempos de conmutación. Si el gate está comandado por una fuente de corriente Ig, se puede calcular:

t 1 = t retardo encendido =Q1 Igt2 = t ON=Q2

Ig

Como el circuito excitador solo debe entregar corriente en los momentos de conmutación, debe diseñarse de modo que éste no la consuma en los momentos en que el MOS está ON u OFF. Por el contrario, durante el pasaje de un estado a otro, debe ser capaz de entregar la corriente necesaria para alcanzar los tiempos de conmutación requeridos. Por ejemplo, si se requiere un tON de 20 nseg, de la ecuación anterior.

Para un circuito excitador con una salida resistiva y considerando una Ci constante tanto en la región 1 como en la región 2.

___________________________________________________________________________

40


Para las curvas anteriores con Ri = 10K y VGG=10 V, se obtiene:

Q1 = 2450 pCQ2 = 6250 pC t1 = 3,08 nseg tON ~10 nsegVg1 = 3,8 v t2-t1=6,88 nseg Vg2 = 5,1 v

Reduciendo Ri a 500 se lleva tON ~ 500 nseg. Reducciones mayores de Ri provocan menores tON.

Las características presentadas hasta el momento fueron estipuladas para una RL=100ohm =>@VDD=60v => ID=600mA. Para diferentes valores de IDmax el valor de Vg2 puede obtenerse de la curva ID vs.Vgs. Luego, con este valor de Vg2, Q2 puede extraerse del valor adecuado de VDD de la figura 30.

A modo de ejemplo, si se necesita una corriente de conducción de 2A con VDD=60V, de la curva de transferencia de la figura 33 se observa que para ID=2A =>Vgs= 6V

De la figura 26, Q ~ 7000pC.

La carga de Drain prácticamente no afecta Q1 y en consecuencia no afecta a t1.

Figura 33

5.- IGBT - Transistores Bipolares de Compuerta Aislada

5.1.- Introducción

Los Transistores bipolares de Compuerta Aislada, conocidos por la sigla IGBT de su nombre en inglés Insulated Gate Bipolar Transistor, por ser dispositivos basados en dos tipos de portadores ofrecen superiores características de conducción, manteniendo una performance equivalente a los MOSFETs en cuanto a simplicidad de uso y soporte de picos de corriente. Su velocidad de conmutación, si bien es teóricamente inferior a la de los MOSFETs, mediante nuevas tecnologías de fabricación puede llevarse a valores comparables.___________________________________________________________________________

41

2 4 6 8

1

2

3

ID

Vgs


Adicionalmente, los IGBT son potencialmente más económicos por presentar una densidad de integración superior a implementaciones equivalentes con MOSFETs. A igualdad de potencia, los IGBT requieren solo un 40 % del área necesaria para la fabricación de una estructura MOSFET.

5.2.- Estructura, principio de funcionamiento y circuito equivalente

En la figura 34 se ha dibujado una estructura típica de un IGBT canal n. El comportamiento de una estructura basada en canal p es completamente análoga.

Figura 34

La estructura indicada es muy similar a un MOSFET de difusión vertical, presentando una doble difusión de una región tipo p y de una región tipo n. Al igual que un MOSFET se puede establecer una zona de inversión debajo del área de gate aplicando una tensión de la polaridad adecuada. La creación de la zona de inversión permite la circulación de corriente entre las zonas n+ debajo del cátodo y la zona de drift n-.

La principal diferencia entre los IGBT y los MOSFETs radica en la utilización de un substrato p+, capa que permite cambiar su funcionamiento al de un dispositivo bipolar al inyectar huecos en la región tipo n-. Esta zona constituye en consecuencia el emisor de un transistor bipolar pnp, mientras que las zonas n y p separadas por las junturas J3 y J2

constituyen respectivamente las zonas de base y colector. En el mismo dibujo pueden distinguirse la denominación de los tres terminales del IGBT: emisor, colector y gate. El primero se corresponde con el terminal de cátodo y es la conexión con la zona p de colector del transistor pnp antes mencionado. El terminal de colector del IGBT, se conecta a la zona p+ correspondiente al emisor del transistor pnp. El tercer terminal, denominado gate o compuerta, permite establecer o no la conducción del dispositivo mediante la aplicación de una tensión VG. Finalmente puede observarse que el terminal de base del transistor pnp no se encuentra disponible.

El pasaje de conducción a corte y viceversa, al igual que en un MOSFET, se controla mediante la tensión de gate VG. Si esta tensión es menor que la de umbral no se crea la zona

___________________________________________________________________________

42


de inversión y el dispositivo se encuentra cortado. Cualquier tensión directa aplicada (ánodo positivo respecto al cátodo) es bloqueada por la juntura J2 inversamente polarizada y solo circula una pequeña corriente de pérdidas.

La tensión de ruptura de la juntura J2 determina la máxima tensión que puede ser aplicada a un IGBT directamente polarizado. Su valor depende fundamentalmente del dopado de la zona de menor valor de las que constituyen la juntura de bloqueo, correspondiendo en este caso a la zona n-. Al aplicarse una tensión inversa, un menor dopado produce una zona de vaciamiento más extensa y en consecuencia soporta un menor campo eléctrico. Para prevenir que la zona de vaciamiento se extienda hasta la zona del emisor tipo p, se suele incluir una zona de buffer n+. Sin embargo la inclusión de esta zona reduce drásticamente la tensión de ruptura de la juntura J3, que debe soportar una tensión inversa cuando el dispositivo opere inversamente polarizado. La existencia de la zona de buffer n+ permite la reducción del espesor de la zona n-, reduciendo las pérdidas de conducción. La conducción del dispositivo se produce aplicando una tensión de gate superior a la tensión de umbral, tensión que crea un canal entre las regiones n+ debajo de la compuerta y de drift n-. Se produce una inyección de electrones desde el source hacia la región de drift en forma simultánea con la injección de huecos desde la zona p+ en la región de drift dado que la juntura J3 se encuentra directamente polarizada. Esta situación se encuentra reflejada en la figura 35.

Figura 35Parte de los huecos se recombinan en la región de drift, mientras que la mayoría la

atraviesan por difusión, alcanzando la juntura J2 para constituirse en la corriente principal del dispositivo. En consecuencia la operación de un IGBT puede ser considerada como un transistor pnp de base ancha, y cuya corriente de base es suministrada por la conducción del canal de un MOSFET.

En la figura 36a se ha modelizado esta forma de funcionamiento.

___________________________________________________________________________

43


Figura 36

La figura 36b presenta un circuito equivalente más complejo que incluye al transistor parásito npn constituido por la zona n+ del source del MOSFET, la región p y la zona de drift n-. Se ha incluido también la resistencia lateral de la zona p.

Si la corriente que circula por esta resistencia es lo suficientemente elevada, puede producir la conducción del transistor parásito. Si esta situación ocurre, se produce una inyección de electrones desde la región n+ hacia la región p, perdiéndose el control de gate. Este fenómeno conocido como de “latch up” o cerrojo generalmente conduce a la destrucción del elemento por lo que debe ser impedido en condiciones de operación normal.

A continuación se indica el símbolo del IGBT.

Figura 37

5.3.- Especificaciones (FP)

5.3.1. Máximos absolutos (FP)

Indican valores máximos que no deben ser superados bajo ninguna circunstancia en la operación del dispositivo.

___________________________________________________________________________

44

G

E

C


IC Corriente Continua de Colector. Máxima corriente continua de colector especificada a una temperatura de cápsula determinada, que asegura no superar la máxima temperaura de operación de la juntura.

ICM Corriente Pulsante de Colector. Máximo valor instantáneo soportado por la corriente de colector, dentro de las especificaciones de operación pulsante.

VCE Tensión Colector Emisor. Máxima tensión que puede soportar el dispositivo en sentido directo en condición de corte.

VGE Tensión Compuerta Emisor. Máxima tensión de compuerta. Dado que la tensión de ruptura del dieléctrico es del orden de los 80 V, el valor especificado en los manuales es generalmente 20 V para limitar la corriente en condiciones de falla y asegurar la confiabilidad en el tiempo del dispositivo.

ILM Corriente de Cargas Inductivas. Valor de corriente que puede ser conmutado en forma repetitiva cuando la carga se encuentra constituida por una inductancia en paralelo con un diodo de conmutación libre. Este valor garantiza una zona SOAR de operación pulsante rectangular, donde el dispositivo soporta simultáneamente alta tensión y alta corriente. La ILM

se especifica a 150ºC y 80% de la tensión máxima.

PD Máxima Disipación de Potencia. Máxima disipación en el dispositivo para no exceder la máxima temperatura de juntura.

Tj Máxima Temperatura de Juntura. Máxima temperatura de operación del dispositivo.Generalmente se comercializan para su operación en el rango de –55ºC a +150ºC.

5.3.2. Características Eléctricas (FP)

BVCES Tensión de Ruptura Colector Emisor. Mínimo valor de ruptura garantizado. Presenta un coeficiente positivo de temperatura del orden de los 0,63V/ºC.

BVECS Tensión de Ruptura Emisor Colector. Máxima tensión emisor colector soportada por el dispositivo. Los IGBT se encuentran normalmente sometidos a este tipo de tensiones al cortarse, debido a la existencia de inductancias parásitas en el circuito del diodo en paralelo, como se muestra en la figura 38.

Al cortarse uno de los IGBT, la corriente de carga se transfiere al diodo en paralelo con el IGBT complementario. La di/dt de apagado en la inductancia parásita en serie con el diodo genera el pico de tensión inversa sobre el dispositivo. Este valor es generalmente de 10V pero puede verse incrementado frente a elevadas di/dt o layouts incorrectos.

___________________________________________________________________________

45


Figura 38

VCE(on) Tensión Colector Emisor de Saturación. Información presentada en forma de distintas gráficas de esta tensión en función de la corriente de colector y para dfistintas temperaturas de operación. Su conocimientoe es indispensable para el cálculo de las pérdidas de conducción.

VGE(th) Tensión de umbral. Valor de la tensión de gate a la cual comienza a circular corriente de colector. Presenta un coeficiente negativo con la temperatura del orden de los –11mV/ºC.

ICES Corriente de colector con tensión de gate nula. Parámetro que establece el valor superior de la corriente de pérdida para una temperatura y tensión colector emisor.

5.3.3. Características de Conmutación (FP)

Qg Característica de carga de gate. Carácterística suministrada en forma gráfica como se indica en la figura 39. Esta información es útil para mensurar los requerimientos del circuito excitador y estimar sus pérdidas. Por ser el IGBT un dispositivo de portadores mayoritarios y minoritarios, esta información no puede ser utilizada para el cálculo de los tiempos de conmutación como se la utiliza en los MOSFETs.

Figura 39td(on), tr, td(off) y tf Tiempos de conmutación. Los tiempos de conmutación y el circuito de ensayo se indican en la figura 40. Sus definiciones son las siguientes:

___________________________________________________________________________

46


td(on), tiempo de retardo de encendido, medido entre el 10% de la tensión de gate y el 10% de la corriente de colectortr, tiempo de crecimiento, medido entre el 10% y el 90% de la corriente de colector td(off), tiempo de retardo de apagado, medido entre el 90% de la tensión de gate y el 90% de la corriente de colectortf, tiempo de caída, medido entre el 90% y el 10% de la corriente de colector

Figura 40

Eon, Eoff, Ets Energía de conmutación. Pérdidas producidas en el IGBT al conmutar de acuerdo a las siguientes definiciones y según se indica en la figura anterior:

Eon, Energía disipada a partir que la corriente de colector alcanza el 5% hasta que la tensión decrece al 5% Eoff, Energía disipada en el período que comienza al alcanzarse el 5% de la tensión de colector y durante un lapso de 5 useg.Ets, Suma de las energías de encendido y de apagado.

LE Inductancia Interna de Emisor. Inductancia del encapsulado que afecta el tiempo de encendido en forma proporcional a la di/dt de la corriente de colector. Valores de di/dt de 1000A/useg producen caídas en esta inductancia superiores a los 7V. ___________________________________________________________________________

47


Ciee, Coee y Cree Capacidades interelectodos. La capacidad de salida Coee presenta la típica dependencia de la tensión inversa de las junturas pn. La capacidad inversa Cree es también fuertemente proporcional en forma inversa a la tensión, pero según una ley mas compleja que en el caso anterior. La capacidad de entrada C iee, suma de las dos capacidades restantes, presenta un menor grado de dependencia de la tensión dado que la componente debida a la capacidad compuerta-emisor es la mas importante y es independiente de la tensión.

Tiempo de corto circuito. Define el tiempo durante el cual el IGBT puede ser cortocircuitado en condiciones especificadas sin destruirse.

5.4.- Estado de Conducción

Las superiores características de conducción presentadas por los IGBT son su principal ventaja frente a los MOSFET. Como se desprende del circuito equivalente de un IGBT, su caída directa se encuentra constituida por la suma de dos términos: la caída directa de una juntura pn y la producida sobre el MOSFET de excitación. En consecuencia, al contrario de un MOSFET, un IGBT nunca presenta una caída directa inferior a la de una juntura directamente polarizada, independientemente de la corriente que conduzca.

En cuanto a los dos términos que constituyen la tensión de conducción, la caída sobre el MOSFET de excitación, comparte la característica común a todo MOSFET de baja tensión dada por su dependencia de la tensión de excitación de gate. Esta situación se ve reflejada en la figura 41 donde para valores de corriente próximos a la nominal, un incremento en la polarización de gate reduce la caída colector emisor del IGBT. Este efecto no se encuentra presente en los MOSFETs de potencia de alta tensión, donde la caida directa es independiente de la tensión de gate.

Figura 41Con respecto al transistor pnp, la etapa de salida del IGBT es del tipo pseudo-

Darlington. En consecuencia este transistor nunca se encuentra completamente saturado y su caída directa es superior a la correspondiente a un dispositivo que se encuentre fuertemente saturado. Sin embargo el fuerte impacto de la conducción por dos tipos de portadores en la caída directa en el estado de conducción puede apreciarse en la figura 42 donde se

___________________________________________________________________________

48


comparan las características de conducción de un IGBT y un MOSFET de del mismo tamaño de pastilla.

Figura 42

Esta figura refleja la primera y radical diferencia entre ambos dispositivos. Mientras un MOSFET como el de la figura, conduciendo una corriente del orden de los 10A, puede presentar una caída directa de 10 a 25V según su temperatura de operación, el IGBT equivalente presenta una caída inferior a los 2V.

En segundo lugar, la significativa dependencia de la temperatura presente en los MOSFETs es mínima en los IGBT. La suficiente para permitir el reparto equitativo de corriente en dispositivos operando en paralelo a valores elevados de corriente y en condiciones estáticas. Puede observarse que la influencia de la temperatura en la tensión directa difiere según el valor de la corriente. Este efecto es debido a que la parte de la caída debida a la juntura pn presenta un coeficiente negativo a bajas corrientes y positivo a valores elevados mientras que el coeficiente de variación de tensión correspondiente al término debido al MOSFET es siempre positivo.

Finalmente, además de reducirse la caída directa y su coeficiente de variación con la temperatura, en el IGBT prácticamente también se elimina la dependencia de la tensión de operación del dispositivo como se indica en la tabla siguiente. El incremento de la tensión de ruptura soportada por los distintos IGBT de una familia de dispositivos no se refleja en un incremento significativo de su caída directa. Por el contrario en los MOSFETs se ve reflejado el aumento de la Ron cada vez que el dispositivo debe ser fabricado para soportar mayores tensiones de ruptura.

Tensión soportadapor el dispositivo-V

IGBT 100 300 600 1200MOSFET 100 250 500 1000

Caída directa @1,7A/mm2 y 100ºC

IGBT 1,5 2,1 2,4 3,1MOSFET 2,0 11,2 26,7 100

___________________________________________________________________________

49


5.5.- Características de Apagado

La mayor limitación en la conmutación de un IGBT se produce en su apagado y radica en el tiempo de vida de los portadores en la zona n que constituye la base del transistor pnp. Como esta base no se encuentra accesible, es imposible la utilización de un circuito de excitación para mejorar la conmutación. Como paliativo de este inconveniente debe recordarse que como el transistor pnp se encuentra operando en modo pseudo-Darlington, no hay tiempo de almacenamiento y el toff resultante es mucho menor que el de un dispoistivo equivalente operando en saturación. Sin embargo, la velocidad de operación de un IGBT es insuficiente para aplicaciones de conmutación en alta frecuencia.

Como consecuencia adicional, las cargas almacenadas en la base son las causantes de la característica “cola” o “tail” en la forma de onda de apagado de la corriente de colector de un IGBT. Cuando el canal del MOSFET deja de conducir, se interrumpe la corriente de electrones y la corriente del IGBT decrece rápidamente al nivel de la corriente por recombinación de huecos al comienzo de la cola como se indica en la figura 43. Esta cola incrementa las pérdidas de apagado y hace necesario incrementar el tiempo muerto entre los períodos de conducción de dos dispositivos en configuración de medio puente.

Figura 43

5.6.- Pérdidas por Conmutación

Los tiempos de conmutación definidos en el apartado 5.3.3, provén información útil para establecer los tiempos muertos apropiados entre el encendido y subsecuente apagado del elemento complementario en una configuración semipuente, así como los máximos y mínimos anchos de los pulsos de control. Sin embargo no puden ser utilizados en el cálculo de las pérdidas de conmutación, fundamentalmente por el fenómeno de cola en la corriente de apagado, por la que una parte significativa de la energía total sea disipada cuando la corriente se encuentra por debajo del 10% de su valor máximo. Además la forma como la tensión de caída se modifica no se encuentra caracterizada dentro del parámetro de toff.

___________________________________________________________________________

50


Para compensar la falta de los datos requeridos para el apropiado cálculo de las pérdidas, los fabricantes provén información como la de las figura 44. Mediante estas gráficas, las pérdidas totales de conmutación, Ets, pueden ser calculadas sin depender de las formas de onda de corriente y tensión de conmutación.

Figura 44

___________________________________________________________________________

51


6.- Comparación de los Dispositivos de Potencia

Las aplicaciones actuales de conmutación de potencia utilizan una gran variedad de elementos activos como llaves. En primer lugar, este apartado tiene por objeto considerar los rangos de utilización de los dispositivos existentes en el mercado y establecer comparaciones entre ellos, para luego hacer una breve consideración sobre nuevos dispositivos disponibles en un futuro próximo.

Para una primer selección, según su tipo de conducción conviene agrupar a los dispositivos de potencia en los siguientes tres grupos:

Unipolares Bipolares Híbridos, implementados como combinación de los dos tipos anteriores

En el primer grupo se encuentran los MOSFETs, y en menor grado los denominados SIT (Static Induction Transistor) que son básicamente un JFET de potencia con compuerta enterrada.

Los dispositivos de potencia basados en la conducción por dos tipos de portadores, están conformados por los Transistores Bipolares (BJT) -simples o en configuración Darlington-, y por los componentes de potencia de la familia de los Tiristores -SCR, Triacs y GTOs-.

Dentro del tercer grupo se encuentra el ya estudiado IGBT y otros dispositivos tales como el MCT (MOS Controlled Thyristor). El MCT es un GTO con tolerancias mas estrechas, y con el agregado de un transistor P-MOS entre la compuerta y la fuente y un N-MOS adicional para su encendido. Mientras un GTO se corta mediante un pulso negativo de compuerta, debido a sus estrechos márgenes de conducción, el GTO interno de un MCT se corta cortocircuitando sus terminales de compuerta y cátodo. En consecuencia, su excitación es similar a la de un MOS y su comportamiento al de un GTO. La principal ventaja de un MCT es su facilidad de operación, dado que utilizando GTOs de geometrías similares a los internos de un MCT y circuitos de excitación discretos pueden a menor costo lograrse comportamientos equivalentes o aún mejores.

6.1.- Dispositivos actuales

6.1.1.- Consideraciones Generales

Al considerar la utilización de un dispositivo de potencia, en primer lugar deben considerarse las pérdidas debidas a su funcionamiento como llave. Bajo condiciones de operación normal, las pérdidas en el estado de corte son prácticamente nulas. Para aplicaciones de onda cuadrada, las pérdidas durante el intervalo de conducción se deben principalmente a la resistencia de encendido (RON), resistencia que también provoca la caída directa de la llave durante el estado de conducción (VON). En este estado de conducción las pérdidas pueden ser calculadas como:

PON = VON ION

___________________________________________________________________________

52


Al final de este estado, el dispositivo se corta. En general la corriente es alta durante el período de apagado, la que junto con la elevación de la tensión durante este intervalo, producen un pico de disipación de potencia. Pico de disipación que es una función de las características propias de apagado del dispositivo utilizado como llave. Como en el proceso de encendido también se aporta un pico de disipación de potencia, tampoco deben despreciarse sus tiempos de encendido. La potencia disipada durante la conmutación de un dispositivo operando a una frecuencia f puede expresarse como:

PCONMUT = f (EON + EOFF)

Por lo que las pérdidas totales resultan la suma de ambas:

PTOTAL = VON ION + PCONMUT = f (EON + EOFF)

Como se distribuyen estas pérdidas se encuentra fundamentalmente determinado por el dispositivo utilizado como llave. Si las pérdidas de conducción son las dominantes, la frecuencia de operación no tendrá influencia, y la frecuencia máxima de conmutación estará fijada solo por su tiempo de retardo total (suma de todos los tiempos de conmutación). En el otro extremo, si en un dispositivo sus pérdidas de conducción son despreciables comparadas a las de conmutación, su máxima frecuencia de operación estará determinada por las pérdidas de conmutación.

En segundo lugar debe tenerse en cuenta que para controlar potencias elevadas, el tamaño físico de los circuitos se ve sensiblemente incrementado, por lo que las inductancias parásitas derivadas de las interconexiones también aumentan. Como las corrientes a conmutar son grandes, la energía almacenada en estas inductancias también lo es, lo que a su vez determina el incremento de los picos de tensión inducida. Como resultado, este tipo de aplicaciones obligan a utilizar mayores anchos de pulsos para no incrementar las pérdidas por conmutación, así como la utilización de redes de protección para limitar los sobrepicos o para reducir los tiempos de crecimientos de corriente o tensión. El uso de llaves en aplicaciones de alta corriente, también incide en el incremento de la energía necesaria tanto para conmutarlas de un estado a otro como, si corresponde, para sostener la conducción en el estado de encendido.

En consecuencia, no basta con determinar las capacidades de tensión y corriente así como las pérdidas estáticas y dinámicas del dispositivo, sino que también deben considerarse la energía de excitación requerida, dv/dt, di/dt y Area de Operación Segura (SOAR).

6.1.2.- Resistividad y Tensión de Ruptura en semiconductores de Si

El Silicio es el material semiconductor utilizado para la fabricación de todos los dispositivos de potencia actualmente en uso. Para su fabricación se parte de material N poco dopado como material base, con una resistencia que es una función de su resistividad, espesor y área total según la expresión siguiente:

R = l/A

En todo semiconductor se requiere una región ancha y de bajo dopado (alta resistividad) para soportar elevados valores de tensión en el estado de corte. Tanto la resistividad como el ancho mínimo de la región deben incrementarse para prevenir la ruptura

___________________________________________________________________________

53


en avalancha. Como la tensión de ruptura también se reduce al disminuir el dopado de la región, el resultado neto para una relación de dopado y ancho de la región optimizados, resulta en una variación del valor de la resistencia mínima por unidad de área proporcional a la tensión de ruptura elevada a 2,6 (Ron = BV 2.6) como se indica en la figura 45.

Figura 1Figura 45

Resistencia Específica Mínima Teórica en función de la Tensión de Ruptura

En consecuencia, la resistencia de una región con bajo dopado es muy elevada si se requiere bloquear altas tensiones. Por ejemplo, en dispositivos con conducción sólo por portadores mayoritarios como los MOSFETs, la caída directa en el estado de conducción resulta igual al producto de esta resistencia por la corriente circulante, limitando en consecuencia la capacidad de simultáneamente conmutar corrientes elevadas y bloquear altas tensiones. Por otra parte el utilizar un solo tipo de portadores tiene como ventaja reducir los tiempos de conmutación, posibilitando su operación a mayores frecuencias de conmutación.

6.1.3.- Dispositivos Unipolares

Los MOSFETs, dadas sus características correspondientes a la de dispositivos basados en un solo tipo de portadores, son los componentes preferidos para aplicaciones de conmutación de alta frecuencia, al combinar bajos tiempos de conmutación, circuitos excitadores sencillos y amplia disponibilidad comercial. A baja potencia, la frecuencia de operación puede superar a 1 MHz, si se provee la suficiente corriente para cargar y descargar a los capacitores asociados a la estructura del MOSFET. Corriente que solo debe ser provista en los instantes de conmutación, reduciendo la energía total necesaria.

___________________________________________________________________________

54

Tensión de Ruptura

Resistencia

de

ON

103102

10-3

10-2

10-1

Volts

Ohm – cm2


Adicionalmente los MOSFET tienen un SOAR con solo tres límites, dado que por su estructura no se produce el fenómeno de segunda ruptura en el rango de tensiones utilizables. Son en consecuencia mas robustos en aplicaciones de conmutación de potencia.

Su principal inconveniente radica en su elevada RON cuando se requiere bloquear altas tensiones, limitando su uso a corrientes elevadas. Otro factor negativo es como se modifica la RON con la temperatura. Como la ganancia de los BJT aumenta con la temperatura, y reduce el valor de la componente VBE de la caída directa dada por VCE (SAT), el incremento de la RON en los BJT es aproximadamente la mitad que la de un MOSFET equivalente. Esta característica permite a los BJT dispar menos potencia a elevadas densidades de corriente para áreas comparables de pastilla.

La estructura interna de un MOSFET de potencia es tal que se forma un diodo en sentido opuesto al sentido de conducción Drain Source. Son en consecuencia una llave que controla tensiones directas y no controlada para corrientes inversas. Sin embargo este diodo integrado en la estructura del MOSFET es una ventaja en circuitos donde su presencia es necesaria como parte de la aplicación.

6.1.4.- Dispositivos Bipolares

Los dispositivos utilizados como llaves de estado sólido basados en dos tipos de portadores, como los BJTs y SCRs, o el transistor de potencia del IGBT, resuelven el compromiso entre resistividad y tensión de bloqueo mediante la modulación de la conductividad característica de este tipo de dispositivos. Los portadores minoritarios inyectados en la región de bajo dopado durante la conducción crean un plasma electrones-huecos que incrementan significativamente el dopado efectivo de portadores de carga disponibles para la conducción. La resistividad disminuye en varios ordenes de magnitud y la densidad de corriente puede incrementarse 10 a 100 veces o más.

Sin embargo, obtener una baja resistividad mediante la utilización de dos tipos de portadores tiene como efecto negativo aumentar los tiempos de conmutación. La modulación de conductividad no es instantánea, se requiere un tiempo finito para inyectar los portadores minoritarios de carga y distribuirlos a lo largo de la región de bajo dopado. Adicionalmente, durante el tiempo requerido para este proceso las pérdidas por conducción aumentan, así como la caída directa, caída que luego tiende al valor final correspondiente al estado estable de conducción.

Al pretender cortar dispositivos basados en dos tipos de portadores, se requiere un tiempo adicional para revertir el proceso y eliminar el exceso de carga antes que el mismo pueda nuevamente bloquear una tensión. Si se fuerza el corte del dispositivo con aún carga almacenada, mientras ésta se elimina la caída directa se incrementa, incrementando también la potencia disipada. El aumento de tensión durante la “cola de corriente”, además de poder producir mayores pérdidas de conmutación durante el apagado que durante el encendido, puede potencialmente producir la destrucción del dispositivo.

Adicionalmente, si la cantidad de portadores inyectados es mayor que la requerida para obtener una baja resistencia, ésta contribuye nada o muy poco en la reducción de la resistividad, en cambio eliminar el exceso de carga introduce nuevos retardos haciendo mas lento aún el proceso de apagado.

___________________________________________________________________________

55


BJT

Por utilizar dos tipos de portadores, el BJT de potencia tiene una caída directa en conducción considerablemente menor que los MOS o J-FETs, siendo esta su principal ventaja. Su velocidad de conmutación del estado de corte al de conducción es consecuencia directa de los tiempos necesarios para establecer la adecuada distribución de portadores en la base para el estado de ON. Análogamente, el tiempo de apagado está determinado por la necesidad de eliminar este exceso de cargas antes de recuperar su capacidad de bloqueo. Estos procesos requieren tiempo, por lo que la velocidad de conmutación de los BJT no es óptima y ocurren considerables pérdidas en los tiempos de encendido y de apagado. Para reducirlos se requiere de una excitación de base compleja, con breves sobrepicos en el momento del encendido y una circulación negativa de la corriente de base para el apagado. Corriente negativa que implica la existencia de tensiones negativas, no siempre presentes en el circuito. Adicionalmente se requiere la existencia de una corriente de base en forma permanente durante el período de conducción, incrementando aún mas la energía entregada por el circuito excitador.

Una seria limitación de los BJT de potencia es la presencia del fenómeno de Segunda Ruptura. Dentro de la curva SOAR (Safe Operating Area) que determina los límites donde puede desplazarse el punto de operación del BJT al pasar de un estado de conducción al opuesto, la frontera fijada por la recta de Segunda Ruptura puede ser sobrepasada en condiciones de alta corriente y tensión.

SCR

En cuanto a los Tiristores, por operar también con dos tipos de portadores, la acción regenerativa maximiza la modulación de la conductividad y permite la conducción de elevadas corrientes con bajas pérdidas. Pueden establecerse densidades de corrientes superiores a los BJT, pero el mismo proceso hace a los SCR y al resto de los Tiristores dispositivos de apagado lento y dificultoso.

El apagado de un SCR requiere que la corriente sea nula al menos el tiempo suficiente para que la carga en exceso se elimine por recombinación. Tiempo que en estas condiciones de apagado puede estar en el orden de las decenas de microsegundos. En operación normal, comúnmente la tensión ánodo cátodo de un SCR se invierte, causando la circulación de una elevada corriente inversa ánodo cátodo que ayuda a eliminar rápidamente el exceso de carga. Este proceso, similar a la corriente de recuperación inversa presente en diodos semiconductores produce como resultado un menor tiempo de apagado.

Los Tiristores basan su funcionamiento accionando como cerrojos, por lo que una vez provista la energía suficiente a la compuerta para iniciar el proceso regenerativo, no es necesario continuar proveyendo energía durante la conducción como en los BJT. Esta ventaja obliga a un cuidadoso diseño de excitación de compuerta en aquellas aplicaciones donde puedan producirse perturbaciones del circuito excitador que produzcan la conmutación en un momento inadecuado.

GTO

Otro miembro de la familia de los Tiristores es el GTO, el que puede ser apagado mediante una corriente inversa de compuerta. Un GTO presenta también una elevada

___________________________________________________________________________

56


capacidad de conducir corriente como los SCR, mejorando sus características de conmutación y presentando elevados valores de di/dt. Sin embargo el fenómeno de “tail” presente en el apagado limita su uso a frecuencias elevadas.

Tanto los SCR como los GTO, tienen la particularidad de presentar altas capacidades de tensiones de bloqueo tanto en sentido directo como inverso. Dentro de estos últimos, la optimización de las características de conmutación puede dar origen a dispositivos con capacidades de bloqueo asimétricas, con tensiones de ruptura para polarización inversa muy inferiores a las directas.

6.1.5.- Dispositivos Híbridos

Finalmente, los dispositivos híbridos como el IGBT o el MCT, intentan aunar las mejores características de conducción de los dispositivos bipolares para su operación como llave con las facilidades de excitación de los MOSFETs. Como es de esperar, presentan un comportamiento intermedio entre los dos tipos de dispositivos de los que provienen.

6.1.6.- Tabla de Comparación de Dispositivos de Potencia

Los actuales niveles de tensión, corriente y frecuencia empleados en las distintas aplicaciones de potencia requieren una cuidadosa selección del dispositivo más adecuado.

Para su elección es fundamental evaluar correctamente como sus características funcionales se adecuan a los requerimientos de la aplicación. En la siguiente tabla se sumarizan las características fundamentales de dispositivos capaces de soportar tensiones de al menos 1000 V. Dispositivos de menores tensiones de ruptura presentan siempre un mejor comportamiento.

Cabe destacar que si bien los IGBT se han separado en dos categorías (lentos y rápidos), solo se han incluido para los GTO y los SCR los valores correspondientes a un comportamiento rápido y lento respectivamente. Como criterio para completar la tabla, para los dispositivos rápidos se han elegido los mejores valores de velocidad, mientras que para los lentos se ha optimizado el valor de su caída directa. Comercialmente pueden encontrarse dispositivos particulares con mejores valores que los indicados, sin embargo, los valores incluidos en la siguiente tabla reflejan el actual estado del arte.

BJT J-FET MOS THY GTO IGBTlentos

IGBTrápidos

Unidades

VON 1 10 5 1,5 3 2 4 V

___________________________________________________________________________

57


Requerimientos de Excitación

- + + + + + + Nota 1

Requerimientos de Apagado

- - + Nota 3 - + + Nota 1

Tiempos de Conmutación

2 0,1 0,1 5 1 2 0,5 seg

Pérdidas de Conmutación

. ++ ++ -- - - . Nota 2

Densidad de Corriente

50 12 20 200 100 50 50 A/cm2

Máx dv/dt (Vin=0)

3 20 10 0,5 1,5 3 10 V/nseg

Máx di/dt 1 10 10 1 0,3 10 10 A/nseg

Vmáx 1500 1000 1000 5000 4000 1000 1000 V

Imáx 1000 10 100 5000 3000 400 400 A

Significados:Nota 1: (+) implementación sencilla Nota 2: (++) muy buena

(-) implementación compleja (+) buena(.) regular(-) mala(--)muy mala

Nota 3: (+) para conmutación natural (-) mala(-) para conmutación forzada (--)muy mala

6.2.- Dispositivos futuros (FP)

Los últimos desarrollos realizados por los fabricantes de dispositivos de potencia han llevado a la tecnología de semiconductores basados en Si al borde de sus límites teóricos. Sin embargo la necesidad de mayores tensiones de bloqueo, frecuencias de conmutación, eficiencia y confiabilidad requeridas por nuevas aplicaciones no pueden ser satisfechos. Para alcanzar mejores niveles de operación, nuevos materiales deben ser utilizados en la fabricación de semiconductores. Estos se basan en materiales semiconductores que presentan una brecha elevada entre sus bandas de valencia y de conducción, conocidos como WBG, del inglés “Wide-Bandgap semiconductors”. Entre estos materiales se encuentran el Carbonato de Silicio (SiC), Nitrato de Galio (GaN) y el diamante, los que presentan las siguientes ventajas comparativas:

Para equivalentes tensiones de ruptura, los semiconductores unipolares basados en WBG pueden fabricarse con capas mas delgadas, obteniéndose una menor RON

Debido a su elevado campo eléctrico de ruptura, los semiconductores basados en WBG pueden confiablemente alcanzar mayores valores de tensiones de bloqueo. Por ejemplo, los diodos rectificadores Schottky basados en Si disponibles comercialmente, presentan

___________________________________________________________________________

58


tensiones de ruptura del orden de los 300 V, mientras que los actualmente disponibles basados en SiC ya alcanzan los 600 V.

Los dispositivos WBG tienen una mayor conductibilidad térmica (4,9 W/cm-K para el SiC, y 22 W/cm-K para el diamante) que los dispositivos basados en Si (1,5 W/cm-K). Al presentar una menor resistencia juntura cápsula, Rjc, es calor se elimina mas fácilmente y pueden operar a mayores temperaturas. Lo anteriormente expresado no aplica para el GaN

Si los dispositivos de Si normalmente operan hasta los 150°C, los basados en SiC pueden alcanzar los 600°C.

Al ser las características directas e inversas ofrecidas por los dispositivos WBG prácticamente independientes de la temperatura y del tiempo, son mas confiables.

Los semiconductores bipolares basados en WBG tienen excelentes características de recuperación inversa. Las menores corrientes inversas de recuperación generan menores pérdidas de conmutación e interferencia electromagnética (EMI), disminuyendo o eliminando la necesidad de redes de protección del tipo “snubbers” o la utilización de técnicas de conmutación a corriente o tensión cero para disminuir las pérdidas de conmutación.

Las menores pérdidas de conmutación permiten a los dispositivos WBG operar a frecuencias mas elevadas que los actuales semiconductores basados en Si.

A pesar de las ventajas mencionadas, la tecnología de fabricación de dispositivos WBG se encuentra en su faz inicial, presentando inconvenientes tales como elevados costos y limitada disponibilidad - solo una pequeña línea de dispositivos de SiC se encuentra actualmente disponible -, características típicas de una tecnología inmadura.

Los actuales semiconductores basados en Silicio o GaAs se fabrican en obleas de hasta 15 cm de diámetro y espesor variable desde 225 hasta 675 µm. Debido a su fabricación seriada, estas obleas tienen un precio bajo, del orden de los 100 dólares estadounidenses cada una. En cambio las obleas de GaN y SiC se elaboran en cantidades pequeñas, resultando en un precio 20 a 30 veces superior. Como cabe esperar, estos valores decrecerán en un futuro junto con el incremento de la producción

A la fecha, solo se disponen comercialmente de diodos Schottky basados en semiconductores WBG, y para aplicaciones de baja potencia. Cuatro fabricantes distintos ofrecen diodos Schottky de SiC, en rangos de hasta 20 A a 600 V o 10 A a 1200 V. Existen anuncios de fabricación de llaves controladas de SiC, pero no se encuentran aún disponibles comercialmente.

Como conclusión, se requiere aún un importante salto tecnológico para disponer de dispositivos WBG. De los materiales aptos, el diamante presenta las mejores características técnicas, pero las tecnologías para su aplicación comercial se encuentran en sus orígenes y son mucho mas exigentes que las requeridas por los restantes semiconductores WBG, por lo que no cabe esperar su utilización en un futuro inmediato. En el corto plazo, materiales de transición como el GaN y particularmente el SiC reemplazarán al Si, dado que si bien las propiedades intrínsecas del GaN son ligeramente superiores a las del SiC, éste ultimo es mas sencillo de fabricar y es el que cuenta con una tecnología de fabricación mas avanzada hoy en día.

___________________________________________________________________________

59

Documents

Dispositivos De Potencia 20042