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Design and fabrication of a monopulse system for RFID applications

Diseño y fabricación de un sistema mono-pulso para aplicaciones RFID

Carolina Alcaraz1, Juan Balbastre2, Félix Vega3 1calcarazr(AT)unal.edu.co, 2jbalbast(AT)itaca.upv.es, 3jfvegas(AT)unal.edu.co

1, 3Universidad Nacional de Colombia – Colombia 2Universidad Politécnica de Valencia – España

Artículo de investigación

ABSTRACT This work is focused on implementing a monopulse system, which consists of two identical patches connected to a 180º hybrid coupler in order to produce the sum (Σ) and difference () channels. The 180º hybrid is obtained from a standard branch-line coupler (90º hybrid) just by adding a meander type phase shifter to introduce the additional 90º phase shift needed to get the desired 180º. The monopulse system will be integrating into a passive RFID (Radio Frequency Identification) reader operating in the ISM (Industrial, Scientific and Medical) band centered at 915 MHz to identify the sense of motion of RFID tags installed on vehicles.

Keywords: Hybrid coupler, mono-pulse, reader, RFID, tag

RESUMEN Este trabajo se centra en la implementación de un sistema mono-pulso, el cual consta de dos parches idénticos conectados a un acoplador híbrido de 180º con el fin de generar los canales suma (Σ) y diferencia (). El híbrido de 180º se obtiene de un acoplador de línea de rama estándar (híbrido de 90º) solo añadiendo un desfasador tipo meandro para introducir los 90º de desplazamiento de fase necesarios para obtener los 180º deseados. El sistema mono-pulso será integrado a un lector RFID (Identificación por Radio Frecuencia) pasivo operando en la banda ISM (Industrial, Científica y Médica) centrada a 915 MHz para identificar el sentido de movimiento de etiquetas RFID instaladas en vehículos.

Palabras clave: Acoplador híbrido, mono-pulso, lector, RFID, etiqueta

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1 Introducción

Las antenas mono-pulso se emplean ampliamente en aplicaciones donde el tamaño, el peso, el rendimiento y la facilidad de fabricación son importantes, por ejemplo, en los satélites, misiles y sistemas de comunicación inalámbrica. Por lo cual, recientemente se han realizado varias propuestas de sistemas mono-pulso para diferentes aplicaciones [1, 2], donde se proponen antenas de bajo costo con estructuras simples de fabricación alimentando bidireccionalmente antenas micro-strip (parche) y lograr los patrones suma y diferencia para aplicaciones de radar y sistemas de comunicaciones.

Los sistemas RFID pasivos pueden detectar y registrar el EPC (Electronic Product Code) de una etiqueta previamente instalada en el vehículo, pero el sentido de movimiento del vehículo no puede ser fácilmente determinado, a menos que se implementen dos o más lectores RFID en una misma vía, elevando los costos del sistema. Sin embargo, con el diseño e implementación de una antena mono-pulso que permita identificar el vehículo a través del canal suma (∑), como en un sistema RFID convencional, y determinar la polaridad de la señal recibida por el canal diferencia (∆), se establecerá la dirección de movimiento del vehículo con respecto de la antena. Por ejemplo, el cambio de

positivo a polaridad negativa podría significar que el vehículo está circulando de izquierda a derecha [4]. De esta manera, al integrar la antena mono-puso al sistema RFID se añade la posibilidad de detectar la dirección de movimiento, sin incrementar el costo del sistema.

En este trabajo se propone el diseño e implementación de antenas mono-pulso en aplicaciones de sistemas RFID para el control vehicular, con la finalidad de proveer la detección del sentido de movimiento de los vehículos, sin incrementar el costo del sistema. Los sistemas RFID se utilizan cada vez más en aplicaciones de control vehicular: para la verificación automática del cumplimiento de las normas de transito y transporte, el recaudo automático de peajes y para la determinación de velocidad y tiempos de recorrido de vehículos de transporte público [3]. Además, estos sistemas también pueden proporcionar información sobre los flujos vehiculares que generan estadísticas de tráfico, para apoyar las decisiones estratégicas sobre la regulación de transito y transporte. En la sección 2 se presenta el diseño y la fabricación de las antenas parche y el acoplador híbrido; en la 3 se detallan los resultados de medición de la ganancia de la antena y las pérdidas de retorno; en la 4 se presenta un modelo determinista basado en la ecuación de Friis para evaluar el comportamiento del sistema, y las conclusiones del trabajo se destacan en la sección 5.

Actas de Ingeniería Vol. 1, pp. 134-138, 2015

http://fundacioniai.org/actas

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2 Metodología de diseño y fabricación de una antena tipo parche y el acoplador híbrido de 180°

El sistema mono-pulso consta de dos antenas de parche rectangular, que se utilizan comúnmente en los lectores de RFID debido a su portabilidad y fácil fabricación. Para implementar el sistema mono-pulso, se conectan dos parches simétricos a un acoplador híbrido de 180º con el fin de producir los canales suma (Σ) y diferencia (∆). Este sistema se diseñó por separado en CST Studio Suite 2014, sobre un sustrato FR4 de 1.6 mm de grosor, con permitividad relativa de 4.16, y simulando en primer lugar una antena tipo parche resonante en 915 MHz y después el híbrido de 180°. Se analizaron los resultados y se realizó una simulación final conectando las antenas parche simétricas por medio del acoplador híbrido.

La antena parche consiste de un metal situado sobre un sustrato dieléctrico con su parte inferior sobre un plano referenciado a tierra. Estas antenas tienen diferentes tipos de alimentación, y una de las más comunes es por línea de transmisión. Para obtener mejores resultados la línea se conecta a un adaptador de impedancia. El diseño en CST se muestra en la Figura 1 y los resultados de simulación en la Figura 2. Se pueden observar las pérdidas por retorno a 915 MHz de -10.72 dB.

Figura 1: Diseño de antena tipo parche resonante en 915 MHz

Figura 2: Perdidas por retorno de antena parche

El híbrido de 180° se obtuvo diseñando un acoplador estándar branch-line (híbrido de 90°) y añadiendo un desfasador tipo meandro, para sumar los 90° de desplazamiento de fase necesarios para obtener los 180° deseados. El diseño se muestra en la Figura 3.

Figura 3: Diseño de acoplador híbrido de 180°

Los valores medidos de parámetros de dispersión significativos se presentan en las Figura 4 a 9. Se muestra un comportamiento razonablemente bueno para la aplicación mono-pulso: error de menos de 4% en desplazamiento de fase Figura 4 y menos de 0.15% Figura 6, y 0.19% Figura 8 de asimetría entre los puertos acoplados.

Figura 4: Pérdidas por retorno del híbrido de 180°

Figura 5: Isolación del híbrido de 180°

Figura 6: Pérdidas por inserción en canales 13 y 14

Figura 7: Fase de pérdidas por inserción en canales 13 y 14

Figura 8: Pérdidas por inserción en canales 23 y 24

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Figura 9: Pérdidas por inserción en canales 23 y 24

Después de obtener los resultados de la antena y el acoplador híbrido por separado se unieron en un único diseño, se hizo una simulación final y se fabricó el prototipo por el proceso de fotolitografía. Para realizar este proceso se sensibilizó el sustrato por medio de una película fotosensible [5], la cual se adhiere al sustrato y reacciona al contacto con la luz formando una imagen latente, luego se somete la placa sensibilizada a un proceso de calentamiento para que la película se adhiera completamente a la lámina. En un equipo Photoplotter se imprime el diseño de la antena en negativo para crear la máscara fotográfica, después de tener el circuito impreso se somete a un proceso químico de revelado. Al transferir la máscara fotográfica al cobre se coloca la máscara sobre la superficie de la lámina sensibilizada y se ingresa en la máquina insoladora. Al retirarla de la insoladora se sumerge en una mezcla de agua con químico revelador photoresist y se talla para ir revelando el diseño de la antena en la lámina. El resultado de fabricación del prototipo se puede observar en la Figura 10.

Figura 10: Sistema mono-pulso

3 Resultados y análisis del sistema mono-pulso

El sistema mono-pulso de la Figura 10 consta de la conexión de dos parches cuadrados resonantes (λ/2 × λ/2 a 915 MHz) acoplados a los puertos del híbrido. La separación de los parches de centro a centro es de 20.35 cm. El prototipo se fabricó sobre sustrato FR4 de 1.6 mm de espesor con medidas de 40 x 30 cm; se caracterizó en la cámara anecoica de la Universidad de los Andes, usando un Agilent Modelo HP E5062A VNA) y una antena de referencia ETS-Lindgren (LPDA) Modelo 3148B [6]. La medición se realizó colocando una carga de 50 Ω en un canal y por el otro se tomaron los datos de pérdidas por retorno y patrones de radiación.

Los resultados de medición y simulación de las pérdidas por retorno se muestran en las Figuras 11 y 12, donde se observa un ligero cambio de fase. Este cambio se debe a la incertidumbre en los datos de permitividad relativa y es común de las estructuras resonantes como la considerada en este trabajo. Aunque este efecto se puede eliminar mediante antenas de banda ancha, se prefiere esta forma en aras de la simplicidad y el costo, por lo que el rendimiento del sistema conseguido con esta antena es aceptable.

Figura 11: Pérdidas por retorno en el canal ∑

Figura 12: Pérdidas por retorno en el canal ∆

Los diagramas de radiación medidos se muestran en las Figuras 13 y 14, junto con los simulados, mostrando una buena concordancia. Por el canal ∑ se obtuvo 2.44 dB en simulación y 3.54 dB en medición. Por el canal ∆ se obtuvo 2.23 dB en simulación y 2.77 dB en medición.

Figura 13. Patrón de radiación de ganancia por el canal ∑

Figura 14: Patrón de radiación de ganancia por el canal ∆

4 Modelo determinista basado en la ecuación de Friis

Se diseñó un modelo con el fin de evaluar el comportamiento del sistema de recepción mono-pulso integrado en un sistema RFID. Este es un modelo simple basado en las respuestas de una etiqueta a la señal radiada por el lector, en función de los parámetros de funcionamiento y utilizando la ecuación de Friis de espacio libre. El modelo asume que un vehículo pasa a una velocidad constante en una trayectoria paralela al eje x y separado a una distancia y de la antena que se encuentra en el origen de coordenadas, como se indica en

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la Figura 15. Para un tiempo inicial t=0 el vehículo se encuentra en la posición de trayectoria x=-20 m.

Figura 15: Escenario de simulación del modelo

determinista

Usando este modelo la potencia recibida por el tag en cada punto de la trayectoria se calcula usando la ecuación (1) y la potencia recibida por el lector se calcula utilizando las ecuaciones (2) y (3), donde 𝐺𝛴[𝜃, 𝜑(𝑡)] es la ganancia medida correspondiente al canal suma y 𝐺∆[𝜃, 𝜑(𝑡)] es la ganancia medida en el canal diferencia. 𝐺𝑡𝑎𝑔 es la ganancia del tag, que se asume como un mono-

polo elemental ideal con 𝐺𝑡𝑎𝑔 = 3.

𝑃𝑟,𝑡𝑎𝑔 = 𝑃𝑡,𝑟𝑒𝑎𝑑𝑒𝑟𝛴[𝜃, 𝜑(𝑡)]𝐺𝑡𝑎𝑔 (𝜆

4𝜋𝑟(𝑡))

2

(1)

𝑃𝑟,Σ = 𝑃𝑡,𝑡𝑎𝑔𝐺𝛴[𝜃, 𝜑(𝑡)]𝐺𝑡𝑎𝑔 (𝜆

4𝜋𝑟(𝑡))

2

(2)

𝑃𝑟,Δ = 𝑃𝑡,𝑡𝑎𝑔𝐺𝛥[𝜃, 𝜑(𝑡)]𝐺𝑡𝑎𝑔 (𝜆

4𝜋𝑟(𝑡))

2

(3)

𝑉∆(𝑡) = √𝑍𝑖𝑛𝑃𝑟,∆(𝑡)𝑠𝑔𝑛 ∆ [𝜋

2, 𝜑(𝑡)] (4)

La tensión recibida en el canal Δ se calcula utilizando (4), donde 𝑍𝑖𝑛 = 50 Ω . Aunque este valor no es crítico debido a que la magnitud relevante es la polaridad de la tensión y no su amplitud.

Por medio de la potencia recibida en el canal Σ se decodifica la respuesta, como se realiza comúnmente en un sistema RFID, mientras que la tensión recibida en el canal Δ se utiliza para identificar el signo del voltaje. Los cambios en la polaridad de voltaje indican el sentido del movimiento del vehículo (por ejemplo, un cambio de positivo a negativo indica un desplazamiento a +). Las Figuras 16 y 17 muestran la potencia recibida en el lector, por lo que se observa que el tag siempre emite una respuesta a las interrogaciones del lector. Estos resultados son para una velocidad constante y varias separaciones transversales entre los vehículos que llevan la etiqueta y el lector, y los resultados de las Figuras 18 y 19 representan el modelo para una separación transversal constante entre los vehículos y el lector a diferentes velocidades.

Figura 16: Resultados del modelo determinista en el canal Σ

Figura 17: Resultados del modelo determinista en el canal ∆

Figura 18: Resultados del modelo con separación constante y

diferentes para el canal ∆

Figura 19: Resultados del modelo con velocidades separación

constante y diferentes velocidades para el canal Σ

Debido al comportamiento aleatorio de las etiquetas reales debido al ruido y al desvanecimiento, la potencia recibida por la etiqueta se calcula teniendo en cuenta que esta potencia sigue una distribución exponencial con el valor medio dado por (1), y que corresponde a un desvanecimiento Rayleigh, y el modelo de ruido Gaussiano de media cero [3]. Si la potencia está por encima del umbral correspondiente se asume una respuesta válida para ser emitida. La potencia recibida por el lector en los canales Σ y ∆, se calcula utilizando (2) y (3), teniendo en cuenta el lector como un detector ideal. La probabilidad de detección para una sola respuesta se calcula utilizando el método de Monte Carlo con 100.000 ensayos. La Figura 20 muestra la probabilidad de detección para un auto que pasa 2 m de distancia del lector, a lo largo del eje de la calle a 50 km/h, y para diversos umbrales que van desde -10 dBm a 0 dBm, que corresponden a los valores de umbral reportados en la literatura [7, 8].

Como era de esperar, la Figura 20 muestra que cuanto menor sea el umbral, mayor será la probabilidad de detección. Para obtener una probabilidad de detección superior al 90% con un solo interrogatorio, se necesitan umbrales más bajos que -10 dBm. Sin embargo, teniendo en cuenta el hecho de que cuando la etiqueta

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está pasando delante del lector que va a recibir una serie de interrogatorios dados por:

𝑛 = 𝑡𝑜𝑏𝑁𝑠 (5)

Figura 20: Probabilidad de detección para un tag pasando a

una distancia de separación ‘y’ de 2m a 50 km/h y para varios valores de umbrales de etiquetas

Donde tob es el tiempo de observación para el cual la probabilidad individual de detección es mayor que un valor dado (es decir, 𝑃𝑑,0) y 𝑁𝑠 es la tasa de interrogación,

la probabilidad acumulada de detección 𝑃𝑑,𝐶 se puede

calcular con:

𝑃𝑑,𝐶 ≥ 1 − ∏ (1 − 𝑃𝑑,0)𝑛𝑖=1 (6)

Por lo tanto, un buen rendimiento de detección se puede obtener usando umbrales moderados. Por ejemplo, usando los valores proporcionados por la Figura 20, para 0dBm un umbral 𝑃𝑑,0 = 40%, el tiempo de observación es 𝑡𝑜𝑏 = 140 ms; asumiendo una tasa de interrogatorio de 𝑁𝑠 = 100 interrogaciones por segundo, se logra una probabilidad acumulada de detección de 𝑃𝑑,𝐶 ≥ 99.92%.

5 Conclusiones

Para mejorar los resultados del sistema mono-pulso se deben realizar técnicas de optimización para las antenas parche, en aras de aumentar el ancho de banda, mejorar la adaptación y disminuir su tamaño, y evitar el ligero cambio de fase que se obtuvo en la caracterización. Los valores medidos de ganancia se han utilizado para desarrollar un sencillo simulador del sistema de

procesamiento RFID con un sistema mono-pulso integrado, tanto la amplitud de la señal recibida (a través del canal Σ) y su polaridad (a través del canal ∆), permitiendo de este modo no solamente detectar e identificar la etiqueta sino también el sentido de movimiento del vehículo.

El rendimiento a nivel del sistema se ha evaluado mediante el método de Monte Carlo, con datos de la sensibilidad de la etiqueta obtenidos de la literatura. En trabajos futuros, se considerarán algunas mejoras en el receptor mono-pulso (usando antenas de banda ancha para reducir el efecto de la incertidumbre del sustrato y antenas de polarización circular para reducir el efecto de desvanecimiento). También son necesarios una caracterización de la etiqueta y el lector más precisas en entornos reales para una mejor evaluación del rendimiento del sistema.

Referencias

[1] Kim, S. & Chang, K. (2003). Low-cost monopulse antenna using bidirectionally-fed microstrip patch array. Electron Lett. 39(20), pp. 1428 -1429.

[2] Yu, Z. et al. (2011). Design of a broadband planar monopulse antenna of S band. Proceedings Cross Strait Quad-Regional Radio Science and Wireless Technology Conference, pp. 510-513. Harbin, China.

[3] Ministerio de Transporte (2012). Proyecto de decreto: Por medio del cual se adopta el Sistema Nacional de Identificación Electrónica Vehicular.

[4] Alcaraz, C.; Balbastre, J. & Vega, J. (2015). Enhancement of ITS application of RFID technology by means of radar techniques. Proceedings International Symposium on Antennas and Propagation and North American Radio Science Meeting AP-S/URSI. Vancouver, Canada.

[5] Diseños Electrónicos (2010). Fabricación de PCB - Método UV. Online [Feb. 2014].

[6] ETS-Lindgren (2014). 3148B Log periodic dipole array. Online [Mar. 2014].

[7] Orlenius, J. et al. (2011). Measurements of RFID Tag Sensitivity in Reverberation Chamber. Antennas and Wireless Propagation Letters 10, pp. 1345-1348.

[8] Nikitin, P. et al. (2009). Sensitivity and Impedance Measurements of UHF RFID Chips. Transactions on Microwave Theory and Techniques 57(5), pp. 1297-1302.

[9]

0.5 1 1.5 2 2.5 30

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

X: 1.37Y: 40.51

Time (s)

Pro

babi

lity

of d

etec

tion

(%)

X: 1.51

Y: 39.91

0 dBm

-2dBm

-4 dBm

-6 dBm

-8 dBm

-10 dBm