Comunicações Óticas Transdérmicas

Manuel Francisco Monteiro Arderius de Faria

Dissertação para obtenção do Grau de Mestre em

Engenharia Eletrotécnica e de Computadores

Orientadores:

Prof. Paulo Sérgio de Brito André, IST

Prof. Luís Filipe Mesquita Nero Moreira Alves, UA

Júri

Presidente: Prof. José Eduardo Charters Ribeiro da Cunha Sanguino, IST

Orientador: Prof. Paulo Sérgio de Brito André, IST

Vogal: Henrique Manuel de Castro Faria Salgado, FEUP

Maio de 2015

À minha família

Agradecimentos

Em primeiro lugar, o meu sincero agradecimento ao Senhor Professor Doutor Paulo Sérgio de

Brito André, que me desafiou com esta dissertação. Obrigado pela sua orientação científica, pelo apoio,

pela disponibilidade, pela confiança e por todos os ensinamentos dados através da partilha de novas

ideias e introdução de novos conceitos. Uma palavra de especial agradecimento também ao Senhor

Professor Doutor Luís Nero Alves por toda disponibilidade, apoio e encorajamento na participação de

ações fora do âmbito da dissertação que me proporcionaram uma aprendizagem científica e pessoal,

preponderantes no meu percurso de vida futuro.

Agradeço aos meus colegas com quem partilhei a área de trabalho, pelo bom ambiente,

motivação e ajudas pontuais ao longo do desenvolvimento desta tese, nomeadamente o Miguel

Rodrigues, o João Pereira, o João Lemos e o Francisco Rosário.

Um agradecimento muito especial aos meus queridos amigos e colegas de curso, João Costa,

João Gaspar, Inês Pacheco e João Freitas, que partilharam comigo todo este percurso. Obrigado pela

amizade, pela partilha de conhecimento e por estarem ao meu lado tanto nas horas de alegria como

nas de angústia.

Gostaria também de agradecer a todos os meus amigos que me acompanharam ao longo desta

caminhada. O seu apoio e a sua amizade foram sempre essenciais. O meu mais sincero agradecimento

pela sua paciência e pelos momentos de descontração que passámos juntos.

Uma palavra de agradecimento especial aos meus colegas da Universidade de Aveiro, Frederico

Malafaia, Pedro Rodrigues e Daniel Rodrigues, que tanto me ajudaram na implementação do simulador

e da montagem experimental.

Finalmente gostaria de agradecer à minha família, principalmente aos meus irmãos, aos meus

pais e aos meus avós, pelo apoio incondicional, por me incentivarem sempre a dar o meu melhor e por

todo esforço depositado em mim ao longo da minha vida pessoal e académica. A eles lhes dedico esta

tese.

Resumo

Nos últimos 50 anos, os dispositivos médicos implantáveis (IMDs – implantable medical devices),

têm-se tornado cada vez mais importantes para a população, nomeadamente, no tratamento e

monitorização de doenças e distúrbios. Os pacemakers, desfibrilhadores, estimuladores nervosos,

administradores de fármacos e implantes cocleares são alguns exemplos de IMDs disponíveis

comercialmente. Um dos desafios da utilização de IMDs reside na comunicação com o exterior, sendo

que, o controlo, a transferência de variáveis fisiológicas, a consulta de parâmetros de estado, são

algumas das funções dos IMDs, cada vez mais utilizadas. Atualmente, este tipo de dispositivos utilizam,

para a comunicação, ligações sem fios baseadas em sinais de radiofrequência (RF). No entanto, os

aspetos relacionados com a interferência eletromagnética (IEM), a segurança, a privacidade e o

consumo de energia, são problemas críticos nos IMDs modernos. Com o objetivo de mitigar este tipo

de problemas, os sinais óticos surgem como uma alternativa viável para as transmissões de dados sem

fios com IMDs. Assim, as comunicações óticas transdérmicas (através da derme) são o principal objeto

de estudo desta dissertação. Além disso, a possibilidade de recolha de energia proveniente de radiação

ótica, é outro dos aspetos abordados, valorizando a alternativa ótica para a implementação em IMDs.

Nesta dissertação foi implementado um modelo de uma ligação ótica transdérmica, replicando a

ligação de um emissor fora do corpo para um recetor implantado. Assim sendo, identificaram-se os

principais fatores que influenciam a perda de potência e a degradação do sinal ótico, designadamente:

a transmitância da pele, a influência da iluminação de fundo e o desalinhamento entre o emissor e o

recetor. Foi simulado o modelo transdérmico, em ambiente MATLAB, para uma ligação a 1 Mbps.

Verificou-se que um ambiente de exposição à luz solar, é o cenário mais prejudicial para a

comunicação. Por outro lado, um ambiente iluminado por LED(s) branco(s), com uma iluminância típica

de interior, equipara-se a um ambiente de escuridão, em termos de qualidade do sinal ótico recebido.

Relativamente à capacidade de recolha de energia, registaram-se correntes elétricas na ordem dos

microamperes, para um ambiente exposto a luz solar, valores estes que podem ser relevantes para

potenciar a durabilidade de IMDs de baixo consumo energético, tais como pacemakers. Identificou-se

a região espectral compreendida entre 1100 e 1300 nm como a janela ótica de transmissão que

maximiza simultaneamente a qualidade de comunicação e o nível médio de corrente elétrica recolhida.

Foi realizada uma implementação experimental, com o objetivo de complementar o modelo

transdérmico abordado, utilizando-se três espécimes animais (fiambre de porco, pele de galinha e pele

de porco), tendo-se demonstrado capacidades de comunicação com uma largura de banda de 3 MHz.

Palavras-chave: Comunicações óticas transdérmicas, dispositivos médicos implantáveis,

comunicações óticas sem fios, telemetria ótica.

Abstract

Over the last 50 years implantable medical devices (IMDs) have become increasingly relevant for

the general population, mainly when it regards the treatment and monitoring of certain diseases and

disorders. Devices such as pacemakers, defibrillators, nerve stimulators, medicinal dispensers and

cochlear implants are some of the examples of commercial IMDs available. One of the challenges of

IMDs lies on establishing communication with the outside, where common functions such as control,

physiologic variables transfer, and the reading of status parameters are some of the most demanded

IMD functions. Currently, wireless connection based on radiofrequencies (RF) signals are used to

establish communication between the just above mentioned devices. However, aspects related to

electromagnetic interferences, security, privacy and energy consumption are critical issues in modern

IMDs. In order to mitigate those problems, optical signals have emerged as an alternative technique for

wireless data transmissions between IMDs. Thus, transdermal optical communications are the main

focus of this dissertation. Furthermore, the possibility of energy harvesting from optical radiation is

another of IMDs beneficial aspect, here discussed.

In this thesis a model of transdermal optical link was developed, where the transmitter is outside

the body and the receiver is inside it. The main factors that affect power loss and signal degradation,

were identified, namely: skin transmittance, background illumination, and the misalignment between the

transmitter and receiver. The transdermal model was simulated in a MATLAB environment for a 1 Mbps

transmission. It was concluded that an environment exposed to sunlight is the most harmful to perform

the communication. On the other hand, an environment illuminated by white LED(s), with a typical indoor

lighting, is equivalent to a darkness environment when it comes to the quality of the received optical

signal. Regarding energy harvesting capabilities, it was registered microamperes of electric current in

an environment exposed to sunlight, which could be relevant in order to increase the durability of the

low energy consumption IMDs, such as pacemakers. It was identified the spectral region between 1100

and 1300 nm as the optical window that simultaneously maximizes the quality of the communication, as

well as the electric current harvested.

An experimental implementation was carried out in order to complement the transdermal model

addressed, by using three animal specimens (pork ham, chicken skin and pork skin). It was proved that

for a 3 MHz bandwidth it is possible to establish a transdermal communication link.

Keywords: Transdermal optical communications, implantable medical devices, optical wireless

communications, optical telemetry.

Conteúdos

LISTA DE FIGURAS ........................................................................................... I LISTA DE TABELAS ......................................................................................... III LISTA DE ACRÓNIMOS .................................................................................... V

Capítulo 1: Introdução ........................................................................................................ 1

1.1 Enquadramento e Motivação .........................................................................................1

1.2 Objetivos da Dissertação ...............................................................................................3

1.3 Estrutura da Tese ............................................................................................................4

1.4 Contributos da Dissertação ............................................................................................5

Capítulo 2: Estado da Arte ................................................................................................ 7

2.1 Abordagem Histórica.......................................................................................................7

2.2 Telemetria Biomédica .....................................................................................................9

2.3 Vantagens das OWC ................................................................................................... 10

2.4 Comunicações Óticas Transdérmicas ...................................................................... 16

Capítulo 3: Modelo Transdérmico ................................................................................ 23

3.1 Modelação do Canal .................................................................................................... 23 3.1.1 Transmitância da Pele ............................................................................................... 23 3.1.2 Diagrama de Radiação do Emissor Ótico .................................................................. 25 3.1.3 Desalinhamento do Sinal Ótico .................................................................................. 27 3.1.4 Iluminação de Fundo .................................................................................................. 31

3.2 Emissor .......................................................................................................................... 36

3.3 Recetor ........................................................................................................................... 38

3.4 Implementação em MATLAB ...................................................................................... 40 3.4.1 Ferramentas de Análise ............................................................................................. 40 3.4.2 Parâmetros da Simulação .......................................................................................... 41

Capítulo 4: Resultados da Simulação ........................................................................ 45

4.1 Qualidade do Sinal ....................................................................................................... 45

4.2 Nível Médio da Corrente Elétrica ............................................................................... 50

4.3 Efeito de Desalinhamento ........................................................................................... 53

4.4 Capacidades de Recolha de Energia ........................................................................ 54

Capítulo 5: Implementação Experimental ................................................................. 59

5.1 Descrição Experimental ............................................................................................... 59 5.1.1 Atenuação Espectral .................................................................................................. 59 5.1.2 Função de Transferência ........................................................................................... 60

5.2 Análise de Dados.......................................................................................................... 65

Capítulo 6: Conclusões .................................................................................................... 69

Referências ............................................................................................................................ 71

ANEXOS .................................................................................................................................. 77

A.1 Radiometria e Fotometria ........................................................................................... 77

A.2 Implementação do Simulador do Modelo em MATLAB ......................................... 78

I

LISTA DE FIGURAS

Figura 1.1 – Ilustração de alguns exemplos da utilização de IMDs [7]. .................................................. 2

Figura 2.1 – Espectro da radiação ótica [11]......................................................................................... 12

Figura 2.2 – a) Potência emitida necessária para cada débito binário, para diferentes espessuras de pele, com uma BER de 10-9; b) potência emitida necessária em função do desalinhamento lateral, para diferentes espessuras de pele, para um débito requisitado de 16 Mbps [56]. ...................................... 20

Figura 3.1 – Esquema ilustrativo do percurso ótico na pele (adaptado de [73]). .................................. 24

Figura 3.2 – Coeficiente de atenuação da derme humana em função do comprimento de onda (baseado em [73]).................................................................................................................................................. 25

Figura 3.3 – Comparação da distribuição de intensidade de radiação em função do ângulo de observação, entre um LED comercial (Vishay TSHG55210) e os modelos: distribuição uniforme, emissão Lambertiana (com A = 0,75 e 𝐼0 = 1) e distribuição Gaussiana (com 𝐼0 = 1 e 𝑤 = tan 60o). .. 26

Figura 3.4 – Esquema dos três tipos de desalinhamento entre o emissor (Tx) e o recetor (Rx). ........ 27

Figura 3.5 – Esquema da divergência do feixe. .................................................................................... 28

Figura 3.6 – Esquema representativo da diferença entre o alinhamento e o desalinhamento lateral do emissor com o recetor. .......................................................................................................................... 29

Figura 3.7 – Variação do fator de desalinhamento longitudinal entre o modelo de distribuição Gaussiana e uniforme, em função: a) da distância entre o emissor e o recetor (para uma distância fixa de 1 cm entre o emissor e o recetor); b) do ângulo de divergência do emissor (para um ângulo de divergência fixo de 30º). ............................................................................................................................................ 30

Figura 3.8 – Ilustração de um sistema de comunicação transdérmico embebido num cenário exposto a diferentes tipos de iluminação ambiente. .............................................................................................. 31

Figura 3.9 – Irradiância espectral do sol, para as condições “Global Tilt” [88]. .................................... 32

Figura 3.10 – Densidade de corrente elétrica total por unidade de área no recetor, em função da espessura da pele. ................................................................................................................................ 33

Figura 3.11 – Distribuição espectral de potência de um LED branco, para uma iluminância de 500 lux. ............................................................................................................................................................... 35

Figura 3.12 – Densidade espectral de potência do ruído ótico emitido em função da frequência, para diferentes LEDs comerciais [95]. ........................................................................................................... 37

Figura 3.13 – Responsividade de PINs fabricados com diferentes materiais [11]. .............................. 38

Figura 3.14 – Esquema do modelo da ligação transdérmica em SIMULINK. ....................................... 40

Figura 3.15 – Responsividade dos dois PINs utilizados na simulação: a) R1: PIN de Si; b) R2: PIN de InGaAs. .................................................................................................................................................. 43

Figura 3.16 – Amostra da simulação do sinal transmitido, num intervalo de tempo de 25 μs, para um comprimento de onda de emissão de 630 nm, para uma espessura da pele de 2 mm, num ambiente de interior iluminado por LED(s) branco(s) (500 lux). a) Sinal ótico emitido; b) sinal elétrico no recetor. . 43

Figura 3.17 – Sinal elétrico no recetor para um comprimento de onda de emissão de 660 nm, para uma espessura de pele de 2 mm, num ambiente de interior iluminado por LED(s) branco(s) (500 lux). ..... 44

Figura 4.1 – Diagramas de olho da componente de dados detetada para diferentes comprimentos de onda do sinal ótico e diferentes espessuras da pele, para um ambiente de escuridão. ...................... 46

II

Figura 4.2 – Diagramas de olho da componente de dados detetada para diferentes comprimentos de onda do sinal ótico e diferentes espessuras da pele, para um ambiente exposto a iluminação solar. 47

Figura 4.3 – Fator de qualidade nos três cenários de iluminação: a) luz solar; b) escuridão; c) LED(s) branco(s) a 500 lux. ............................................................................................................................... 49

Figura 4.4 – Logaritmo na base 10 da média da corrente elétrica recebida, nos três cenários de iluminação: a) luz solar; b) escuridão; c) LED(s) branco(s) a 500 lux. ................................................. 52

Figura 4.5 – Corrente elétrica média para diferentes espessuras de pele, nos três ambientes de iluminação estudados, para o comprimento de onda de 750 nm. ........................................................ 53

Figura 4.6 – Fator de qualidade em função do ângulo de divergência do emissor e do desalinhamento lateral, para um comprimento de onda de 950 nm e uma espessura de pele de 2 mm, num ambiente exposto a iluminação solar. ................................................................................................................... 54

Figura 4.7 – Logaritmo na base 10 do fator de qualidade multiplicado pelo nível médio de corrente recebido, normalizados aos seus valores máximos. ............................................................................. 55

Figura 4.8 – Corrente elétrica média/fator de qualidade do sinal ótico que chega ao recetor, em função da área efetiva do fotodíodo, para um comprimento de onda de emissão de 1100 nm e uma espessura da pele de 4 mm. ................................................................................................................................... 56

Figura 5.1 – Esquema da montagem da análise espectral. .................................................................. 60

Figura 5.2 – Coeficiente de atenuação do espécime fiambre de porco obtido experimentalmente através da análise de absorção espectral. ......................................................................................................... 60

Figura 5.3 – Fotografia da montagem do sistema transdérmico........................................................... 61

Figura 5.4 – Espectros de emissão dos LEDs utilizados na implementação experimental. ................. 62

Figura 5.5 – Esquema dos circuitos do emissor e do recetor e respetivos parâmetros dos componentes utilizados. ............................................................................................................................................... 63

Figura 5.6 – Fotografia da montagem da implementação experimental da análise da resposta em frequência e respetivo material. ............................................................................................................ 64

Figura 5.7 – Resposta em frequência da incidência da radiação ótica do LED monocromático azul (472 nm), para uma incidência direta e através dos espécimes 1, 2 e 3. ..................................................... 65

Figura 5.8 – Coeficientes de atenuação obtidos experimentalmente e sua comparação com o coeficiente de atenuação reportado (linha a verde). A linha vermelha é obtida dos dados da atenuação espectral e os pontos são relativos aos dados obtidos da análise da função de transferência. Pontos a cheio – LEDs monocromáticos (B, Y, IR 1 e IR 2). Pontos a vazio – LED branco (W). ....................... 66

Figura A.1 - Resposta fotópica normalizada do sistema visual humano, 𝑉(𝜆), cujo máximo se encontra

nos 555 nm. Dados retirados da norma CIE 1931. ............................................................................... 77

Figura A.2 – Fluxograma do código utilizado no simulador do modelo transdérmico .......................... 78

III

LISTA DE TABELAS

Tabela 2.1 – Possíveis riscos das interferências eletromagnéticas de dispositivos do quotidiano com os pacemakers (adaptada de [43]). ........................................................................................................... 13

Tabela 2.2 – Medidas de transmissão ótica obtidas de amostras de pele de porco [6]. ...................... 18

Tabela 2.3 – Resumo dos parâmetros base das referências enunciadas. ........................................... 22

Tabela 3.1 – Limites de espessura da pele para a receção de diferentes níveis de corrente elétrica gerada pela iluminação solar, para duas áreas efetivas do fotodíodo distintas. .................................. 33

Tabela 3.2 – Limites de espessura da pele para a receção de diferentes níveis de corrente elétrica gerada por LED(s) branco(s) (a 500 lux), para duas áreas efetivas do fotodíodo distintas. ................ 36

Tabela 3.3 – Parâmetros da simulação. ................................................................................................ 42

Tabela 4.1 – Espessuras máximas da pele para diferentes requisitos de qualidade, em diferentes comprimentos de onda, num ambiente sob iluminação solar (escuridão). ........................................... 50

Tabela 5.1 – Espécimes biológicos utilizados na implementação experimental. ................................. 61

Tabela 5.2 – Referências e especificações técnicas dos LEDs utilizados na implementação experimental. ......................................................................................................................................... 62

Tabela 5.3 – Referência e especificações técnicas do fotodíodo utilizado na implementação experimental. ......................................................................................................................................... 62

IV

V

LISTA DE ACRÓNIMOS

AC Corrente alterna (Alternating current)

APD Fotodíodo de avalanche (Avalanche photodiode)

ASK Modulação em amplitude (Amplitude-shift keying)

ASTM American Society for Testing and Materials

BER Taxa de bits errados (bit error rate)

CCT Temperatura de cor correlacionada (Correlated color temperature)

CIE Commission Internationale de l'Eclairage

DC Corrente direta (Direct current)

EEF Estimuladores elétricos funcionais

FDA Food and Drug Administration

ICD Desfibrilhador cardioversor implantável (Implantable cardioverter defibrillator)

ID Número de identificação (Identification digits)

IEM Interferência eletromagnética

IMD Dispositivos médicos implantáveis (Implantable medical devices)

ITU-T International Telecommunication Union - Telecommunication Standardization Sector

IV Infravermelho

LD Díodo laser (Laser diode)

LED Díodo emissor de luz (Light emitting diode)

MRR Retrorrefletor de modulação (Miniature modulating retroreflector)

NASA National Aeronautics and Space Administration

NEP Potência equivalente de ruído (Noise-equivalent power)

NRZ Sem retorno a zero (Non-return to zero)

OWC Comunicações óticas sem fios (Optical wireless communications)

OOK Modulação de intensidade (On-off keying)

RF Radiofrequência

SPD Potência espectral de ruído (Spectral power density)

SAR Taxa de absorção específica (Specific absorption rate)

SNR Relação sinal-ruído (Signal-to-noise ratio)

UART Emissor/recetor universal assíncrono (Universal asynchronous receiver/transmitter)

VCSEL Laser de emissão vertical (Vertical cavity surface emitting laser)

VLC Comunicações por radiação visível (Visible Light Communications)

VNA Vector Network Analyzer

VI

1

Capítulo 1 : Introdução

1.1 Enquadramento e Motivação

Nas últimas décadas tem-se assistido a um aumento da esperança média de vida da população

[1]. Associado a este facto, tem-se registado a prevalência de doenças que exigem um acompanhamento

próximo por meio de dispositivos médicos implantáveis (IMDs – implatable medical devices). A utilização

de IMDs tem como principal objetivo proporcionar um aumento da esperança média de vida, assim como

melhorar a qualidade de vida dos pacientes.

Um dispositivo médico define-se como qualquer instrumento, aparelho, equipamento, material ou

outro artigo a ser utilizado em seres humanos, para fins de diagnóstico, prevenção, controlo ou

tratamento de uma doença ou lesão, de estudo ou alteração da anatomia ou de um processo fisiológico,

cujo efeito principal pretendido não seja atingido por meios farmacológicos, químicos, imunológicos ou

metabólicos [2]. Por sua vez, os dispositivos médicos (ativos) implantáveis são quaisquer dispositivos

médicos (cujo funcionamento dependa de uma fonte de energia elétrica ou de outra fonte de energia

diferente da gerada diretamente pelo corpo humano ou pela ação da gravidade), concebidos para ser

total ou parcialmente introduzidos no corpo humano, através de uma intervenção cirúrgica ou médica e

destinado a ficar implantado após a operação [2].

Um dos implantes biomédicos mais conhecidos é o pacemaker. Desde o desenvolvimento do

primeiro pacemaker implantado, em 1958, por Wilson Greatbatch e William M. Chardack, a engenharia

biomédica tem sido um dos campos tecnológicos de mais rápido crescimento científico e económico, no

qual se observam surpreendentes conquistas [3]. Já a implementação de telemetria – processo de

comunicação sem fios, através do qual são feitas recolhas de dados resultantes de medições em pontos

remotos ou inacessíveis e transmitidos para equipamentos de monitorização – foi iniciada, em 1965, por

Essler, Ko, Mackay e Young, para medir a informação fisiológica em animais e em seres humanos [4].

Atualmente, milhões de pessoas a nível mundial dependem de dispositivos médicos implantáveis

[5]. Estas conquistas têm resultado no desenvolvimento de IMDs com dimensões mais reduzidas, mais

seguros, mais complexos e mais inteligentes. Uma grande parte dos dispositivos médicos implantáveis

modernos compreende uma interface sem fios que permite interligação a outro dispositivo implantado ou

a uma estação-base situada fora do corpo. Entre as várias finalidades da ligação sem fios, destacam-se:

i) monitorização remota de parâmetros vitais ou consulta de parâmetros de estado do IMD (ex.: gravação

de dados neurológicos entre o IMD e um dispositivo externo); ii) calibração, ajustes e manutenção de

software do IMD; iii) transmissão contínua de comandos para estimulação de tecidos fisiológicos ou

dosagem de fármacos por parte do IMD; e iv) partilha de dados, recolhidos por um sensor no interior do

corpo, entre dois ou mais IMDs para fins de controlo e funcionamento em rede.

Este tipo de dispositivos, com comunicação externa baseada em canais de radiofrequência (RF),

já estão a ser utilizados para uma ampla variedade de aplicações, incluindo, monitores de temperatura,

pacemakers, desfibrilhadores, estimuladores elétricos funcionais, sensores de glicose sanguínea,

2

implantes cocleares e de retina [6]. A Figura 1.1 ilustra alguns exemplos de possíveis IMDs

comercializados atualmente.

Figura 1.1 – Ilustração de alguns exemplos da utilização de IMDs [7].

Os IMDs atuais oferecem, portanto, a possibilidade de realizar a monitorização em tempo real de

várias funções do corpo humano, auxiliando no diagnóstico e tratamento de doenças e distúrbios. No

entanto, para desempenhar estas funções, estes implantes exigem sistemas eletrónicos complexos com

capacidade de processar a informação recolhida, assim como, a possibilidade de comunicar com um

dispositivo externo. Assim, o compromisso entre o consumo energético do dispositivo implantável e a

capacidade de comunicação bidirecional com o mesmo, torna-se uma necessidade cada vez maior.

Três dos aspetos mais desafiantes dos IMDs modernos são: i) a imunidade a interferência

eletromagnética (IEM); ii) segurança e privacidade; e iii) consumo de energia [4]. Os dois primeiros estão

relacionadas com o facto de os IMDs geralmente comunicarem com as interfaces externas por meio de

ligações indutivas ou RF. Por esta razão, existe a possibilidade dos IMDs serem alvo de interferência em

outros equipamentos eletrónicos, como telemóveis [8], ou de acesso não autorizado por terceiros [9].

Além disso, devido à presença de um IMD, certos exames médicos, como por exemplo ressonâncias

magnéticas, podem até não ser realizados [10]. Relativamente à alimentação energética do dispositivo,

os métodos mais utilizados são baseados em baterias recarregáveis, por indução ou ligação RF. A

necessidade de transmissão de uma quantidade cada vez maior de dados de dentro para fora do corpo

e vice-versa é a tendência esperada de evolução, pelo que os requisitos de elevados débitos de dados

3

para os dipositivos eletromagnéticos serão desafiados pelo aumento de ruído, interferência

eletromagnética e radiação cada vez maiores.

Devido ao rápido desenvolvimento e maturidade dos dispositivos optoelectrónicos, as

comunicações óticas em espaço livre, usualmente designadas por OWC (Optical wireless

communications), estão a beneficiar de um ressurgimento [11]. Estes sistemas aparecem, assim, como

uma alternativa viável à transmissão de informação com IMDs. Mais ainda, os sinais óticos surgiram

recentemente como método adequado de recolha de energia para IMDs, uma vez que mitigam problemas

de IEM [12], [13]. Os elevados débitos de dados alcançados com a utilização de sinais óticos (em [14]

demonstrou-se uma ligação ótica transcutânea a 50 Mbps), e a utilização de uma vasta região espectral

não regulada (200 THz entre os comprimentos de onda 700 – 1500 nm) [11], tornam ainda mais atrativa

esta tecnologia. A segurança na transmissão de dados é outras das grandes vantagens das OWC, devido

ao confinamento espacial dos feixes óticos e à sua elevada atenuação nos obstáculos, quando

comparados com as ligações em RF. Isto confere às comunicações óticas requisitos de proximidade e

precisão de alinhamento do feixe ótico elevados entre o emissor e o recetor, não permitindo a

disseminação da informação a ser transmitida no meio envolvente, como nas ligações RF. Além disso, o

reduzido consumo de energia dos sistemas OWC, na ordem dos μW [15], torna este tipo de solução

ainda mais atrativa, uma vez que a eficiência energética e a duração das baterias é um dos maiores

desafios para este tipo de dispositivos.

1.2 Objetivos da Dissertação

O objetivo principal desta dissertação é o estudo e caracterização dos sistemas de comunicação

óticos transdérmicos para comunicação com dispositivos implantáveis, tendo como foco principal o canal.

Este estudo tem em vista a criação de um modelo base que permita prever as perdas de potência e a

degradação do sinal ótico de uma comunicação de fora para dentro de corpo, possibilitando concluir

quais os requisitos dos componentes a utilizar na conceção de um sistema de comunicação ótico

aplicável a IMDs.

As atividades iniciais consistiram na caracterização do canal ótico, a pele, uma vez que a sua

constituição e as propriedades são muito diferentes dos canais de comunicações óticas comuns. O canal

segue diretamente a natureza das camadas da pele humana, pelo que se vai estudar o modelo mais

adequado para a atenuação da pele. O comportamento do feixe ótico é também analisado para

modelização do canal, no qual se pretende prever as perdas de potência de acordo com as suas

características, nomeadamente os vários tipos de desalinhamento possíveis entre o emissor e o recetor,

e analisar a sua relevância. Além disso, o ambiente de iluminação de fundo é também analisado, com o

objetivo de, posteriormente, se retirarem conclusões, não só relativamente à degradação do sinal ótico

transmitido, mas também às potencialidades de recolha de energia em ambientes suficientemente

iluminados. Depois de estudadas as propriedades do canal, consideram-se as implicações de um

emissor e o recetor típicos na ligação ótica, em termos de perda de potência e ruído. Assim, o trabalho

prossegue com o desenvolvimento de um modelo capaz de prever a atenuação do sinal ótico em canais

transdérmicos, e a utilização deste modelo para prever o desempenho do sistema.

4

Através do modelo encontrado, pretende-se identificar qual a melhor solução para uma ligação

transdérmica ótica, quer do ponto de vista de sistema de comunicação (quais os limites de operação do

ponto de vista espectral e de espessura de pele), quer do ponto de vista de recolha de energia (quais os

níveis de corrente recebidos, consoante o ambiente de iluminação).

A tarefa final vai-se centrar numa implementação experimental, com objetivo de testar uma ligação

ótica transdérmica, e assim, complementar os resultados obtidos em simulação.

1.3 Estrutura da Tese

Esta tese está organizada em 6 capítulos. O primeiro é introdutório, os seguintes relativos à

investigação, modelização, implementação e caracterização experimental de um sistema ótico

transdérmico, sendo o último onde são retiradas as conclusões finais.

O capítulo 2 apresenta a evolução e o estado atual da investigação da comunidade científica em

comunicações óticas transdérmicas. É realizada, inicialmente, uma abordagem histórica aos dispositivos

médicos implantáveis e unidades de telemetria, bem como à evolução das comunicações óticas sem

fios. De seguida, são descritas as vantagens das comunicações óticas para aplicação em IMDs,

relativamente às comunicações em RF, aplicadas nos IMDs atuais. Por fim, são reportados trabalhos

científicos que investigam ligações óticas através da pele, onde se relatam as conclusões importantes

retiradas de cada trabalho.

O modelo de uma ligação ótica transdérmica é exposto no Capítulo 3. Primeiramente, é

apresentado um modelo analítico que descreve todo o processo de comunicação entre um emissor e um

recetor implantado debaixo da pele. A descrição do modelo começa pela abordagem à formulação

analítica do canal, descrevendo-se todos os fatores que afetam a comunicação, por parte do meio de

transmissão. O emissor e o recetor são igualmente modelados. Na segunda parte do capítulo,

demonstra-se a implementação do modelo em ambiente de simulação (SIMULINK). Apresenta-se,

portanto, a conceção de um simulador de uma ligação entre um LED e um recetor PIN através de uma

camada de pele, para vários cenários de transmissão, com variações no comprimento de onda e na

espessura de pele, bem como nos diferentes tipos de iluminação ambiente.

De seguida, no Capítulo 4, são apresentados os resultados da simulação e são discutidas

considerações sobre os mesmos.

No Capítulo 5, descreve-se a montagem da implementação experimental realizada, seguida da

apresentação e análise dos resultados obtidos.

Por fim, o Capítulo 6 apresenta as principais conclusões retiradas do trabalho realizado nesta

dissertação e faz-se uma breve descrição dos desenvolvimentos futuros propostos para a evolução das

comunicações óticas transdérmicas.

5

1.4 Contributos da Dissertação

Apesar de existirem inúmeras publicações relacionadas com a temática IMDs, nomeadamente nos

campos das interferências eletromagnéticas, segurança e captação de energia, a esmagadora maioria

só tem em vista a transmissão RF neste tipo de dispositivos. A aplicação das OWC na comunicação com

implantes no corpo humano é, portanto, um tema não só recente, como ainda pouco estudado. Prova

disso, são os escassos os trabalhos científicos encontrados nesta área, durante a pesquisa realizada

nesta dissertação.

Sendo assim, os principais contributos desta dissertação são:

Construção de um modelo aplicável a comunicações óticas transdérmicas, que permita fazer um

orçamento de potência.

Estudo da qualidade da comunicação em função da espessura dérmica e sua otimização no

espectro ótico.

Considerações sobre capacidades de recolha de energia, por parte de um dispositivo implantado,

em diferentes ambientes de iluminação de fundo, integradas num sistema de comunicação ótico

transdérmico.

Complementação do modelo apresentado, com uma componente experimental.

Submissão de um artigo no âmbito da 10th Conference on Telecommunications, Conftele 2015.

Contribuição para um capítulo do livro: Visible Light Communications: Theory and Applications,

no âmbito da ação COST IC1101.

6

7

Capítulo 2 : Estado da Arte

2.1 Abordagem Histórica

Nos últimos 50 anos um dos campos de mais rápido crescimento tecnológico, tem sido a

engenharia biomédica, definida como a utilização dos princípios e técnicas de engenharia para resolver

problemas em biologia e medicina [3]. A engenharia biomédica ocupa hoje um lugar de destaque dada

a sua relevância como meio de diagnóstico e tratamento médico, tornando-se também um negócio e

uma disciplina académica. Laboratório de instrumentação, imagiologia médica, pacemakers, próteses e

a análise do genoma humano são algumas das aplicações relevantes proporcionadas pela engenharia

biomédica. Os dipositivos médicos são um dos produtos da engenharia biomédica que, atualmente,

ocupam um lugar de destaque como meio de diagnóstico e tratamento médico [3].

Os anos 50 do séc. XX foram uma década de crescimento económico nos Estados Unidos e de

recuperação económica na Europa e Japão, o que permitiu grandes investimentos na saúde e

investigação biomédica. Isto teve como consequência o ganho de notoriedade da engenharia na prática

de medicina. O aparecimento dos IMDs deu-se em 1958 e 1959, quando Wilson Greatbatch e William M.

Chardack desenvolveram o primeiro pacemaker totalmente implantável, sendo Arne Larsson a primeira

pessoa a receber o dispositivo [16].

Os transístores começaram a tornar-se comercialmente disponíveis na década de 50 e

rapidamente se seguiram as suas aplicações na biomedicina. Os pacemakers foram-se tornando mais

comuns, e em 1965 Wilson Greatbatch completou a conceção e construção de um pacemaker mais

evoluído, conhecido como demand pacemaker. Este pacemaker deteta automaticamente arritmias do

coração (batimentos assíncronos) e interrompe a emissão de impulsos, não competindo com os ritmos

dos batimentos próprios do paciente [17]. O seu protótipo resultou no Medtronic Model 5841, sendo o

primeiro demand pacemaker disponível comercialmente [3]. As primeiras válvulas cardíacas mecânicas

foram implantadas em 1960 e rapidamente cresceu a sua utilização [3].

Em 1970 deu-se a primeira utilização bem-sucedida de um desfibrilhador totalmente implantado,

por J. C. Schuder e a sua equipa [18]. Um pacemaker cardíaco recarregável foi comercializado de 1973

e 1978, e foi utilizado com sucesso em centenas de pacientes. Chegou também a ser desenvolvido um

pacemaker a energia nuclear [3]. A introdução da bateria de lítio no pacemaker construído por Wilson

Greatbatch levou à descontinuação do pacemaker recarregável e nuclear. A empresa comercializadora

de dispositivos médicos, Medtronic, trabalhou para desenvolver uma bomba de sangue implantável, para

assumir parte da carga de trabalho do coração, dando tempo para um coração doado ser localizado. No

entanto, o programa foi terminado no fim dos anos 70 por causa do declínio do suporte federal e da falta

de mercado [3]. No fim dos anos 70, na University of Utah, Robert Javik e Wilhelm Kolff desenvolveram

vários corações artificiais, tendo testado dois deles (Jarvik 5 e Jarvik 7) [19], [20]. Outra tendência dos

anos 70 foi a incorporação de microprocessadores nos dispositivos. Isto possibilitou que começassem

também a ser utilizadas técnicas elétricas de controlo de dor, quer em dispositivos externos, como

8

implantáveis. Para além de pacemakers cardíacos, um dos IMDs mais utilizados foi o estimulador de

coluna (para diminuir a dor intratável, para estimular a bexiga e para controlar a espasticidade). Um

desfibrilhador automático implantável foi desenvolvido no fim dos anos 70, e o primeiro a ser implantado

num ser humano foi a 4 de Fevereiro de 1980, no John Hopkins University Hospital. Logo após a sua

aprovação pela FDA (Food and Drug Administration) em 1985, começou a ser produzido e vendido por

várias empresas, como por exemplo a Cardiac Pacemakers Inc. [21].

As capacidades da eletrónica e o aparecimento dos microcircuitos foram transformando o mundo

dos equipamentos e dispositivos médicos, tornando-os cada vez mais pequenos e económicos. O

implante coclear, que consiste num recetor interno embebido debaixo da pele atrás da orelha, conectado

por elétrodos na cóclea (parte auditiva do ouvido interno), recebeu a aprovação da FDA em 1984 para

ser comercializado [22]. Um dispositivo relacionado, chamado central electroauditory prosthesis foi

também desenvolvido, sendo que a sua diferença principal para o implante coclear é que o fio do elétrodo

é colocado diretamente no cérebro em vez de ser na cóclea.

No entanto, foi nos anos 90 que se deram os maiores avanços nos dispositivos implantáveis. Por

exemplo, em 1997 a FDA aprovou a comercialização de um dispositivo de controlo de tremores (como

os resultantes da doença de Parkinson), com um gerador de impulsos implantado no peito, que envia

sinais para um elétrodo implantado no tálamo (região do cérebro que controla os movimentos do corpo).

Esta foi a primeira vez que a FDA aprovou dispositivos ativos para implantação no cérebro. Também em

1997, foi aprovado o Freehand System, pela mesma entidade, desenvolvido por P. Hunter Peckham na

Case Western Reserve University. Este dispositivo utiliza estimulação funcional elétrica para mãos

paralisadas de um quadriplégico. A meio da década de 90, nos Estados Unidos, dois a três milhões de

pessoas por ano, foram tratadas com implantes artificiais de algum tipo, incluindo dispositivos de suporte

(como pacemakers) e próteses (como válvulas cardíacas e articulações de quadril) [3]. A investigação

na comunicação com os dispositivos implantados começou também a ser uma preocupação subjacente,

sendo que em 1995, já se estudava a possibilidade de comunicação sem fios com microestimuladores

neuromusculares implantados [23].

Os sensores e cirurgias baseadas em cateteres começam a diminuir e o avanço tecnológico

permitiu que as ferramentas mais invasivas fossem progressivamente substituídas por dispositivos

menores e mais sofisticados, manobrados remotamente através de elétrodos múltiplos, transmissores

RF e sensores de imagem [3]. Por sua vez, o avanço no ramo da computação veio facilitar a modelização

matemática, sendo possível obter estimativas quantitativas de modelos que idealizam os mecanismos

biológicos em vez dos seus substitutos estatísticos empíricos.

No séc. XXI, tem-se tornado cada vez mais usual juntar os diagnósticos e os dispositivos

terapêuticos, resultando num sistema automático de controlo terapêutico [3]. Exemplo disso, é o

pacemaker atual que monitoriza o coração continuamente e se existir um intervalo de tempo pré-

programado sem um batimento cardíaco, o dispositivo fornece um estímulo. Da mesma forma, um

desfibrilhador cardioversor implantado monitoriza os ventrículos continuamente, e se a fibrilhação

ocorrer, um choque terapêutico é fornecido para restaurar o batimento normal [24]. Um sistema de

controlo da pressão arterial através da infusão automatizada de um fármaco no sangue, é outro dos

exemplos [25].

9

Assim, estes dispositivos, ao serem desenvolvidos com o objetivo de fornecer uma melhor

qualidade de vida ao utilizador, permitindo-lhe uma maior independência e autonomia, têm uma utilização

cada vez maior [3], [5].

Atualmente, milhões de pessoas no mundo dependem de dispositivos médicos implantáveis. Este

tipo de dispositivos, com comunicação externa em RF, já está a ser usado para uma ampla variedade de

aplicações, incluindo monitores de temperatura, pacemakers e desfibrilhadores, estimuladores elétricos

funcionais (EEF), sensores de glicose no sangue, implantes cocleares e de retina [26]. Estimuladores

neuromusculares e sistemas de microeléctrodos neurológicos de gravação também têm sido

desenvolvidos [27]–[30].

2.2 Telemetria Biomédica

Desde cedo que se tem vindo a constatar a problemática da monitorização de variáveis

fisiológicas. Uma das principais preocupações é a aquisição de informação privilegiada no interior do

corpo e a sua transmissão para o exterior, principalmente informação que não pode ser adquirida senão

de forma invasiva. Inicialmente, a recolha desta informação, começou pela utilização de cateteres ou

conectores percutâneos para atravessar a barreira da pele [31]. Estes permitem acesso direto ao

ambiente interno do corpo e atuar como meios de transmissão de energia e/ou informação para os

dispositivos implantados. Embora esta seja uma solução aceitável para algumas aplicações de curto

prazo, logo se percebeu que esta tecnologia apresentava um risco significativo de infeção. Conectores

percutâneos não são, em geral, tolerados pelo organismo por longos períodos temporais [32]. Além disso,

conectores com um grande número de contactos elétricos tendem a ser frágeis e difíceis de manusear.

Com apenas instrumentação externa, o número de canais de comunicação com o dispositivo implantado

pode ficar limitado. Implantar a instrumentação eletrónica juntamente com os sensores no interior do

corpo humano, pode permitir que os dados sejam multiplexados e enviados através de um número

reduzido de fios, mas não elimina as dificuldades associadas com outros conectores percutâneos [32].

Para ultrapassar estas dificuldades, é indiscutível que a solução mais adequada para este tipo de

aplicações terá de ser sem fios, sendo a alimentação dos dipositivos feita através de baterias. A

telemetria biomédica apresenta-se, então, como uma solução viável para este tipo de problemas, uma

vez que elimina a utilização de fios/conectores transcutâneos do sistema.

A criação da NASA, em 1958, e as viagens espaciais aumentaram consideravelmente o interesse

na telemetria biomédica [3]. Em 1974 foi fundada a International Society on Biotelemetry, e ao longo

destes anos a telemetria biomédica tem tido várias aplicações na investigação e na saúde e tem

contribuído com esforços para fornecer os primeiros diagnósticos médicos e tratamento em localizações

remotas (telemedicina) [3].

Embora desde 1948 que as ligações rádio com modulação de frequência são utilizadas para

transmitir pneumogramas, o maior desenvolvimento de implantes biomédicos eletrónicos só teve início

com o desenvolvimento do transístor. O tamanho relativamente pequeno e o baixo consumo energético

desta nova tecnologia possibilitou a construção de transmissores de telemetria adequados às medições

em implantes ativos. No final dos anos 1950 e início dos anos 1960 Mackay Noller e Wolff Zworykin

10

desenvolveram unidades ativas de transmissores de rádio utilizadas no trato gastrointestinal e noutras

cavidades do corpo [4]. Mais tarde, a implantação de unidades de telemetria subcutânea e de corpo

profundo foi iniciada por Essler, Ko, Mackay e Young para monitorizar informação fisiológica em animais

bem como em seres humanos [33].

Atualmente, a maior parte dos dipositivos médicos implantáveis utilizam ligações RF. Por outro

lado, as comunicações óticas sem fios são uma área em crescimento. Entre as potenciais futuras

aplicações [11], estão os sistemas de telemetria óticos.

Os primeiros passos para o conhecimento da transmissão ótica em espaço livre foram dados por

Alexander Graham Bell, através da sua invenção chamada “fotofone”, em 1880. Em 1960 descobrem-se

as fontes óticas, sendo o laser a mais importante. Atualmente existem já inúmeras aplicações que

usufruem das comunicações óticas sem fios como sejam, aplicações militares seguras, sistemas indoor,

automação industrial e de edifícios. Desde 1993 existe uma norma para comunicações de dados por

infravermelhos e em 2009 emite-se é emitida a norma IEEE802.15.7 para VLC (Visible Light

Communications).

Dada a maturação atual dos componentes optoelectrónicos, o ramo das OWC, está agora a

usufruir de um renascimento e aparece como uma alternativa viável à transmissão RF. As vantagens da

transmissão ótica para dispositivos transdérmicos, apresentam-se na próxima secção.

2.3 Vantagens das OWC

Muitas limitações dos IMDs atuais com funções de comunicação sem fios advêm do facto de

fazerem transmissão em RF. Nesta secção pretende-se demostrar as principais vantagens dos módulos

com transmissão ótica face aos utilizados usualmente nos IMDs em RF.

1) Espectro de radiação

Uma das limitações de qualquer sistema RF é a escassez de banda espectral e a concorrência

com todo o mercado das telecomunicações. No caso dos dispositivos médicos, só recentemente foi

disponibilizada pela ITU-R a banda 402,0 – 405,0 MHz dedicada à telemetria biomédica, permitindo para

cada ligação a utilização de 10 canais, o que corresponde a uma largura de banda de 300 Hz para cada

canal (em alguns países são sugeridas outras bandas para os sistemas de comunicações em dispositivos

médicos implantáveis) [34]. Por outro lado, as bandas próprias atribuídas legalmente para os serviços de

comunicação com IMDs não permitem altos débitos de dados para comunicações transdérmicas. Para

este tipo de aplicações, as únicas bandas que realmente podem ser aproveitadas para elevados débitos

estão compreendidas entre os seguintes intervalos espectrais: 902 – 928 MHz, 2,4 – 2,5 GHz, 5,725 –

5,875 GHz. Contudo, estão cada vez mais sobrelotadas com protocolos como o 802.11 e o Bluetooth

[35]. Ou seja, o consumo e a pouca disponibilidade de espectro é uma forte barreira das comunicações

em RF. No caso da radiação ótica a banda não está regularizada, pelo que existe um abundante espectro

livre de licença.

11

2) Débitos binários vs consumo energético

Outra das grandes vantagens das comunicações óticas, é a possibilidade de se obterem elevados

débitos de dados quando comparados com as comunicações via rádio. A juntar a isto, as ligações óticas

proporcionam um baixo consumo energético, mesmo para débitos elevados. A potência de

funcionamento do dispositivo implantado é de extrema importância neste tipo de aplicações, em que o

implante deve consumir o mínimo de energia possível, prolongando o tempo de vida da bateria e

diminuindo assim a frequência das intervenções invasivas para a sua troca.

A título de exemplo, os mais recentes trabalhos na área dos dispositivos médicos em RF, já

descrevem dispositivos com potências de funcionamento de 400 μW, embora os débitos de dados ainda

não sejam os mais elevados (120 kbps) [36]. No mesmo ano (2009), reportaram-se ainda débitos de 250

kbps, com potências de funcionamento de 490 μW num dispositivo implantável [37]. Muito recentemente,

em 2014, foi apresentado um transmissor escalável, com débitos desde 11 kbps até 4,5 Mbps, cujas

potências de operação no recetor vão desde 1,19 mW a 1,49 mW [38]. Enquanto isso, nas comunicações

óticas, em 2012, foi reportada uma ligação transcutânea ótica a 50 Mbps com potências de

funcionamento inferiores a 4,1 mW para taxas de bits errados (BER – bit error rate) inferiores a 10-5 [14].

Estes trabalhos demonstram que no caso das ligações rádio, a obtenção de débitos mais elevados

pressupõe potências de emissão mais elevadas e consequentes maiores consumos de energia, o que

não é razoável tanto para o consumo das baterias, como para a saúde humana.

3) Malefícios da radiação

Uma outra vantagem da utilização das comunicações óticas diz respeito à saúde dos utilizadores,

deixando de existir as preocupações típicas com as potencialidades cancerígenas de ligações para

certos níveis de potência. Por exemplo, a norma IEEE C95.1-1999 restringe a taxa de absorção

específica (SAR – specific absorption rate) média a 1,6 W/kg – rácio de energia depositada sobre 1 g de

tecido em forma de cubo [39].

Nos sinais óticos, as regiões espectrais mais ameaçadoras para a saúde humana são dos 300 aos

400 nm (radiação UV) e a região dos infravermelhos até aos 1400 nm, em que a potência deve ser

limitada com o intuito de a radiação não ser nociva para a retina ocular. A norma Z136.1 do American

National Standards Institute, delimita os valores máximos de potência radiada para o uso seguro de

lasers, em termos de saúde [40]. No entanto, os emissores baseados num díodo emissor de luz (LED –

light emitting diode), dadas as suas reduzidas densidades de potência de emissão óticas, consideram-

se seguros para a retina ocular [41]. Na Figura 2.1 apresenta-se um resumo do espectro ótico com as

suas regiões de segurança.

12

Figura 2.1 – Espectro da radiação ótica [11].

4) Imunidade a interferências eletromagnéticas

A imunidade a interferências eletromagnéticas (IEM) é outro dos argumentos utilizados nas

publicações científicas na área dos IMDs e uma das vantagens que mais interesse suscita na mudança

para a tecnologia ótica nos dispositivos implantáveis. Os dispositivos de telemetria RF são

intrinsecamente sensíveis a interferências originadas por sistemas de telecomunicações, computadores,

eletrodomésticos, aparelhos hospitalares, etc. A título de exemplo, alguns estudos advertem para o facto

dos perigos das potenciais interferências dos telemóveis com dispositivos implantáveis, tais como os

pacemakers, aparelhos auditivos, implantes cocleares entre outros [42]. As soluções existentes para a

mitigação das IEMs dos telemóveis com os IMDs, podem causar a mudança de alguns hábitos na vida

do utilizador. Exemplo disto é a utilização de um auricular para manter o telemóvel a uma distância

considerável da localização do dispositivo implantado no corpo, ou, em alguns telemóveis, a possibilidade

de utilização de um acessório indutivo que reduz as interferências [42].

As interferências eletromagnéticas com os IMDs podem até mesmo pôr em risco a saúde do seu

utilizador. Definem-se três consequências de interferências eletromagnéticas nos pacemakers [43]: i)

paragem da estimulação dos impulsos que regulam o ritmo do coração; ii) transmissão irregular dos

impulsos; iii) fazer com que o ritmo próprio do coração seja ignorado e entregue impulsos a uma taxa

fixa. Em [43] é descrito um estudo sobre o impacto da interferência dos vários equipamentos eletrónicos

na qualidade de vida de um utilizador de um pacemaker. Desde equipamentos hospitalares, dispositivos

de segurança, telemóveis, leitores de multimédia digital (mp3, iPods, etc), fornos micro-ondas, etc. todos

são potenciais fontes geradoras de sinais interferentes com implantes médicos ativos como pacemakers.

A título de exemplo, na Tabela 2.1, apresentam-se possíveis riscos das interferências de equipamentos

do quotidiano, com os pacemakers.

Num estudo mais específico sobre a interferência de telemóveis com pacemakers, afirma-se que

a nova geração de pacemakers tem menos probabilidade de ser afetada pela interferência originada

13

pelos telemóveis, pois estes estão equipados com um filtro nos seus circuitos internos que os protegem

do campo eletromagnético [8]. No entanto, em algumas experiências conduzidas pelos autores do

mesmo estudo, descobriu-se que os sinais de RF modulados são de alguma forma desmodulados pelos

elementos não lineares, internos do circuito do pacemaker. Tal fenómeno de desmodulação coloca um

problema crítico uma vez que os telemóveis digitais usam modulações de frequência que podem chegar

a 2 Hz, correndo o risco de ser confundidos com um batimento cardíaco normal [8].

No campo ótico, as fontes de interferência externa, nomeadamente a luz artificial (lâmpadas

fluorescentes e incandescentes) e a luz solar, podem ser facilmente colmatadas com filtragem na

receção. A caracterização da interferência da luz ambiente e análise sobre o efeito da mesma no

desempenho das ligações óticas sem fios foi recentemente estudada [44]–[46].

Tabela 2.1 – Possíveis riscos das interferências eletromagnéticas de dispositivos do quotidiano com os

pacemakers (adaptada de [43]).

Item Reversão do pacemaker

Inibição do pacemaker

Observações

Cobertor elétrico Baixo risco

Escova de dentes elétrica X X Manter a 15 cm de distância

Secador de cabelo X Manter a 15 cm de distância

Sistema de segurança em casa

Baixo risco

Sistema de segurança em casa – c/ microoondas

X Manter a 15 cm de distância

Banheira de hidromassagem

Baixo risco

Fogão de indução X Manter a 60 cm de distância

Filtro de ar ionizado X Manter a 15 cm de distância

Pulseira de alerta médico Baixo risco

Máquina de costura elétrica

X Manter a 15 cm de distância

Máquina de barbear X Manter a 15 cm de distância

Colunas X Manter a 15 cm de distância

Controle remoto de TV c/ infravermelhos

Baixo risco

Forno micro-ondas Baixo risco

Cercas elétricas X Um choque momentâneo pode

mudar as definições do pacemaker

14

5) Segurança

Uma vez que os dados provenientes de aplicações biomédicas contêm geralmente informações

sigilosas, a segurança e a privacidade constituem das principais preocupações nas comunicações com

IMDs, sendo que existem atualmente muitos trabalhos científicos relativos a este tema [47]–[55].

O desafio fundamental na provisão de segurança adequada para IMDs, resulta das severas

restrições de tamanho, energia e memória, inerentes à maioria dos dispositivos. Muitos artigos científicos

investigam as ameaças e riscos das comunicações via rádio com IMDs e em possíveis soluções de

segurança. Os principais desafios apresentados por estes estudos têm o foco na segurança adequada

em condições normais e acesso imediato ao IMD por um médico assistente em caso de emergência.

Alguns exemplos de ameaças são dadas em [47]: Um intruso que recebe as transmissões de rádio de

um IMD, mas não interfere com estas, muitas vezes pode aceder a informações privadas com o mínimo

esforço – adversário passivo – comprometendo, assim, a privacidade dos dados do paciente. Por outro

lado, um adversário ativo, pode transmitir dados via rádio dirigidos ao IMD com o objetivo de reproduzir

comandos de controlo. Em [48] é descrito um estudo sobre as propriedades de segurança e privacidade

de um cardioversor desfibrilhador implantável (ICD - implantable cardioverter defibrillator) comercial, com

o objetivo de generalizar as vulnerabilidades dos IMDs, tendo-se proposto algumas soluções para as

combater. O consumo de energia, é uma preocupação central neste trabalho, não só porque os

algoritmos de segurança vão aumentar o consumo da bateria do dispositivo implantado, mas também

pelo facto de uma das mais importantes conclusões retiradas neste artigo: um atacante pode manter um

ICD num estado de elevado consumo de energia, potenciando o esgotamento da sua bateria. Em [48]

reporta-se ainda uma listagem de possíveis ataques que foram ensaiados experimentalmente num ICD,

com o objetivo de demonstrar os principais riscos de privacidade e integridade dos IMDs atuais. Em

termos de privacidade, a determinação do número de identificação (ID) do ICD, a obtenção de dados de

telemetria privados, a obtenção de informações privadas sobre o histórico do paciente, a determinação

dos dados pessoais do paciente (nome, idade, etc.), foram algumas das ameaças testadas

experimentalmente com sucesso [48]. No que toca a riscos de integridade, conseguiu-se demonstrar a

alteração das configurações do dispositivo, a alteração ou desativação de terapias e a ativação de um

comando de choque [48].

Muitos outros artigos dão ênfase à problemática da segurança da comunicação sem fios dos IMDs,

(tendo em conta que as ligações dos IMDs atuais são feitas em RF) tentando propor soluções para

colmatar as vastas vulnerabilidades na privacidade, integridade e disponibilidade dos dados transmitidos

[9, 47–55] . As soluções apresentadas recaem usualmente nos mesmos desafios: complexidade do

hardware e software do IMD, consumo de energia, tempo de resposta computacional, fácil acesso em

situações de emergência continuando a manter o controlo de autenticação em situações normais. Por

exemplo, a criptografia ou outros mecanismos de autenticação podem fazer as intervenções de

emergência impossíveis se o paciente estiver inconsciente ou o equipamento não possuir um dispositivo

de programação com uma chave compartilhada [47]. Outro dos aspetos mencionados e a ter em conta,

é o facto de os IMDs serem alimentados por baterias integradas, o que faz com que seja fundamental

que as medidas de segurança sejam sensíveis ao tempo de vida da bateria, visto que a sua descarga

pode ter como consequência uma intervenção cirúrgica delicada, uma vez que muitos IMDs têm baterias

15

não-recarregáveis ou não substituíveis [51]. A autenticação através de criptografia simétrica sem

consumo de energia através de transferência de energia com sinais RF [48], ou um “escudo” que funciona

como uma estação base externa que permite obstruir comunicações indesejadas com o IMD, construindo

um canal de comunicação seguro [53], são algumas das soluções apresentadas para colmatar os

problemas de segurança das comunicações com IMDs via RF.

Assim, a segurança na transmissão de dados é outra vantagem clara das comunicações através

de sinais óticos. A natureza dos sinais óticos, transmitidos através de um feixe diretivo, permite anular

os problemas de segurança dos sinais rádio, que são transmitidos de um ponto para uma área por serem

emitidos sob a forma de campo disperso. Graças a esta propriedade, nas comunicações óticas é

necessário um alinhamento cuidadoso entre o emissor e o recetor, pelo que só quem tiver permissão

para o fazer é que tem acesso ao IMD. Isto é, os sinais RF são transmitidos de uma forma tipicamente

menos diretiva, tendo a capacidade de ser detetados para além de obstáculos físicos e a vários metros

de distância da fonte, o que torna a comunicação vulnerável a recetores indesejados, possibilitando a

interceção de dados por terceiros. Numa ligação ótica, cuja atenuação do sinal é crítica nos obstáculos

físicos, é impossível extrair dados de forma indetetável do feixe de comunicação, visto que um intruso

na comunicação provoca uma perda de potência na receção. Considere-se o exemplo de um portador

de um pacemaker que tem a capacidade de enviar informações biomédicas para um equipamento

externo; se esta comunicação for feita através de uma ligação RF, um atacante numa sala consegue

recolher informações privadas do seu IMD, devido ao alcance de propagação (vários metros) deste tipo

de ondas eletromagnéticas; se a comunicação for feita por um feixe ótico, a receção da informação

transmitida só é possível com um alinhamento cuidadoso entre o recetor e a fonte emissora, a poucos

centímetros do corpo do utilizador do IMD.

Portanto, com uma ligação ótica, pode-se eliminar a necessidade de utilização de protocolos de

segurança altamente complexos, e assim evitar estruturas de hardware com algoritmos de encriptação

que aumentariam as dimensões ou proporcionariam um maior consumo de energia do dispositivo

implantado. Em contrapartida, as comunicações RF têm a vantagem de terem um alcance de

transmissão superior (alguns metros) e de não sofrerem da preocupação com o alinhamento cuidadoso

entre o emissor e o recetor.

6) Maturidade dos dispositivos optoelectrónicos

Para além de todas as vantagens já enunciadas, pode dizer-se ainda que esta tecnologia não é

uma descoberta recente, pelo que as propriedades básicas das ligações óticas sem fios já são

conhecidas há muito tempo, podendo fazer-se uso da vasta investigação feita nas fibras óticas. A

tecnologia é simples e económica: atualmente, os LEDs e os fotodíodos são equipamentos muito comuns

e relativamente baratos. Mais, os componentes que se utilizam neste tipo de sistemas são pequenos,

leves e compactos, fatores muito importantes quando se tem em conta um implante no corpo humano.

Para as comunicações óticas sem fios, herdam-se portanto, os componentes utilizados nas fibras

óticas, pelo que o estado da arte no que toca a este aspeto é muito similar.

Nos emissores óticos, os mais comuns são os LEDs e os díodos laser (LD – laser diode), sendo

que o VCSEL (vertical cavity surface emitting laser) é um LD dos mais utilizados nos estudos reportados

sobre telemetria ótica [14], [35], [56]. O LED é geralmente mais utilizado nos dispositivos que utilizam

16

ligações na região espectral dos infravermelhos, devido à sua ampla variedade, baixo custo, consumo

de potência razoável e segurança considerável para o olho humano, o que faz deste emissor atrativo

para o uso em sistema óticos transdérmicos. As suas desvantagens prendem-se com a reduzida

eficiência energética (10 – 20%) e largura de banda de modulação delimitada pelas centenas de MHz

[11]. No que toca aos LDs, são emissores que permitem larguras espectrais óticas muito estreitas (0,01

– 5 nm), o que faz que tenham um desempenho melhor que os LEDs. As principais vantagens dos LDs

relativamente aos LEDs, prende-se com a sua eficiência energética (30 – 70%), e com as larguras de

banda de modulação, que chegam a ser nas dezenas de GHz [11].

Quanto aos detetores óticos, os fotodíodos p-i-n (PIN) e os fotodíodos de avalanche (APD –

avalanche fotodíode), são frequentemente utilizados em sistemas de comunicações óticas, sendo que o

primeiro é, claramente, o mais comum [11]. O detetor PIN tem as vantagens de ser geralmente de baixo

custo, estar disponível com sensibilidades para uma vasta gama espectral, ter uma elevada eficiência

quântica, o que faz deste fotodíodo muito atrativo para os sistemas óticos transdérmicos.

Outros dos componentes relevantes nos sistemas de comunicação óticos, que servem

essencialmente para aumentar a eficiência de transmissão e minimizar o ruído resultante das fontes do

exterior, são os filtros óticos e as lentes. Os filtros óticos geralmente exercem filtragem da radiação

incidente, com o objetivo de reduzir a intensidade da luz residente fora da banda espectral nativa do

fotoemissor, ou seja, diminuir o ruído que atinge o detetor ótico. Já as lentes são utilizadas para

concentrar o sinal ótico, direcionando-o para o recetor, melhorando a captação de potência e,

consequentemente, a qualidade da ligação ótica.

2.4 Comunicações Óticas Transdérmicas

Dada a especificidade das comunicações óticas transdérmicas, o número de trabalhos científicos

publicados nesta área é reduzido. No entanto, nesta secção apresentam-se alguns dos trabalhos mais

relevantes. É de notar que a grande preocupação dos autores, na maioria dos trabalhos, é a diminuição

do consumo energético do dispositivo implantado, maximizando o seu tempo de permanência no interior

do corpo humano. O grande problema é na emissão de dentro para fora do corpo, pois é onde se

consome mais energia (na receção os consumos de energia são pouco significativos). Outros trabalhos

focam-se nos débitos binários conseguidos pelas ligações óticas, devido à necessidade de transferência

de dados de variáveis fisiológicas.

Desde o início dos anos 90 que se têm vindo a estudar algumas aplicações de ligações óticas

através da pele com débitos de dados até 1 Mbps, tais como estimuladores neuromusculares [57],

corações artificiais e dispositivos implantados de assistência cardíaca [58]–[60], estimuladores de bexiga

[61] e sistemas laboratoriais de monitorização animal [62].

O trabalho [31], em 1999, ilustra o começo da viragem de atenção para as vantagens das

comunicações óticas sem fios para ligações transdérmicas, tendo em vista aplicações biomédicas. Neste

trabalho investiga-se a utilização de radiação ótica como meio alternativo de fornecimento de energia

para um sensor implantado e para comunicação deste para o ambiente externo. O principal objetivo foi

17

o desenvolvimento de uma tecnologia base para sistemas óticos que permita a transmissão in vivo de

sinais biomédicos através da pele. Os dois requisitos básicos fundamentais para a conceção do sistema

ótico de telemetria foram: operar com a quantidade mínima de potência e atingir o maior débito de dados

possível. A grande motivação deste trabalho foi o tamanho dos dispositivos óticos, pois esta tecnologia

permitiria construir implantes consideravelmente mais reduzidos e leves do que os sistemas de telemetria

RF, beneficiando muitas aplicações biomédicas, nomeadamente no campo das próteses neurológicas.

As outras motivações adicionais foram a ausência de interferências eletromagnéticas por parte dos

sistemas de telecomunicações e sua eficiência energética.

Foram conduzidos vários testes para a construção do dispositivo mais eficiente de telemetria, com

resultados que podem servir como base para projetos futuros: utilização de um emissor LED, constatação

dos 880 nm como comprimento de onda com maior eficiência de transmissão através da pele, seleção

de filtros óticos para reduzir a corrente gerada pela iluminação de fundo e um recetor com um painel de

4 fotodíodos PIN GaAIAs. O sistema foi demonstrado num protótipo implantado num coelha vivo, sendo

que a comunicação foi testada para 8 canais de informação biomédica, cada canal com uma largura de

banda de 15 kHz. O circuito utilizado para amplificação do sinal, codificação e multiplexagem consome

12,4 μA, com uma tensão de 2,5 V, sendo que consome 7 µA adicionais para a emissão ótica.

Em 2004, o trabalho [6] reporta um contributo importante para as comunicações óticas no campo

dos implantes médicos ativos. A sua motivação vai de encontro aos débitos significativamente mais

elevados que as ligações óticas podem atingir – afirma-se que os implantes cardíacos comerciais utilizam

uma ligação transdérmica indutiva em radiofrequência com débitos de dados que vão até aos 120 kbps,

o que significa que, por exemplo, se demoram 90 minutos para se transferirem 512 Mbits de dados a 100

kbps. Com efeito, num paciente a demora de 1,5 horas para carregar os dados do seu IMD, não é

conveniente nem prático.

Neste artigo, é feita, inicialmente, uma revisão das propriedades da pele, apresentando testes de

transmissão efetuados laboratorialmente, para uma amostra de pele de porco, visto tal não ser praticável

para a pele humana por questões éticas e de regulamentação. Apesar das diferentes propriedades da

pele de animal, a pele de porco apresenta uma janela ótica de transmissão similar à da pele humana.

Na Tabela 2.2, demonstram-se alguns resultados obtidos neste trabalho, para várias amostras de

pele de porco, tendo em conta a espessura da pele T, em mm, ajustando-se a intensidade da corrente

do LED de transmissão, através da regulação da resistência R, presente no circuito do emissor, para se

obter um débito de dados de ~115 Kbps. J é definido como a corrente I normalizada à unidade de

espessura da pele (1 mm). Refere-se o intervalo de comprimentos de onda 600 - 1300 nm como a região

espectral que maximiza a penetração ótica na pele, sendo que se utiliza o comprimento de onda de 860

nm através de um LED de infravermelhos numa transmissão a 115,2 kbps para fazer os testes e um

fotodíodo PIN no recetor.

De seguida, faz-se um estudo sobre os limites de profundidade de colocação do implante, de forma

a que seja possível comunicar através de uma ligação ótica, tendo em conta a transmissão através dos

músculos e dos ossos. Para isso, fez-se um teste em que se utiliza uma amostra de, aproximadamente,

2,5 cm de espessura com carne e osso de porco, um sensor ótico (0,6 V/μW a 860 nm) e um LED (880

18

nm, 80º) do lado oposto do sensor. Concluiu-se que mesmo quando a intensidade da transmissão através

do osso é cerca de 75% inferior à da pele no meio, existe sinal suficiente para corresponder às condições

limite de uma comunicação ótica a 115 kbps com o sistema de transmissão utilizado (90 nW/mm2).

Por último, é implementado um protótipo de uma ligação ótica simples através da pele, com o

objetivo de se demonstrar uma interface base para qualquer aplicação num implante médico ativo.

Relativamente à arquitetura do sistema, utiliza-se mais uma vez para o emissor um LED de

infravermelhos a 860 nm e uma fonte de potência com alimentação inferior a 2 V. Quanto ao recetor,

utilizou-se um fotodíodo PIN, um díodo conversor de corrente para tensão, um filtro de banda estreita e

um comparador para estabelecer os limites de frequência do sinal e rejeitar o ruído ótico ambiente.

Demonstrou-se a viabilidade de uma ligação a 1 Mbps, contudo o UART do microprocessador utilizado

estava limitado a 115,2 kbps, por questões de simplicidade da experiência. A ligação foi testada através

da transmissão de alguns bytes, sendo que a comunicação foi conseguida com sucesso.

Amostra T (mm) J (mA/mm)

1 (orelha) 2,87 1,32

2 (orelha) 2,11 1,50

3 (orelha) 3,15 1,36

4 (pele não especificada) 3,15 0,16

5 (estômago) 2,18 2,33

6 (estômago) 2,52 3,16

7 (dorso) 2,79 1,71

8 (dorso) 6,90 1,11

9 (pele não especificada) 6,90 0,12

Tabela 2.2 – Medidas de transmissão ótica obtidas de amostras de pele de porco [6].

Em 2005, reportam-se outras prioridades na construção de um sistema ótico transdérmico [63]. O

principal objetivo deste estudo foi maximizar a distância de comunicação ótica e proporcionar uma

solução viável para uma comunicação bidirecional, tendo sempre em atenção a minimização do consumo

de energia. A sua proposta para uma comunicação bidirecional full-duplex é a utilização de dois LEDs

com comprimentos de onda de pico de emissão diferentes, sendo que um opera na região espectral do

(590 nm) e o outro na região espectral de infravermelhos (940 nm). Na ligação utilizada para transmitir

dados de dentro para fora do corpo utiliza-se um LED na região espectral do visível, aproveitando-se o

facto de se ver a luz a brilhar na pele para alinhar o emissor no sentido contrário de comunicação, com

o LED infravermelho. Utiliza-se uma modulação em amplitude, ASK, pela sua simplicidade, o que permite

minimizar o tamanho e número dos circuitos, e, consequentemente, diminuir o consumo energético.

Opera-se com uma portadora de sinal a 50 kHz, suportando um débito máximo de transmissão de dados

de 9600 bps. A primeira conclusão relevante dos resultados obtidos, é o facto da intensidade ótica que

19

chega ao recetor é ser maior no LED infravermelho do que no de radiação visível. Seguidamente, avaliou-

se o desempenho do sistema de transmissão bidirecional ótico, com um total de 256 bytes a serem

transmitidos simultaneamente por cada LED através de uma amostra de tecido muscular de porco,

aumentando-se o número de camadas. Dado o débito binário da ligação não ser uma prioridade para

este estudo, os resultados apresentados para esta experiência são muito positivos em termos de

distância de comunicação, comparando com os anteriores trabalhos na área. Com a utilização de

radiação infravermelha é possível transmitir dados através de uma espessura máxima de tecido de 45

mm, enquanto que com a utilização de radiação visível, o sinal ótico permite comunicações para uma

distância de 20 mm, sendo que ambos os resultados têm como requisito uma BER de 0%, ou seja, a

inexistência de erros de transmissão. A potência elétrica utilizada na transmissão foi de 122 mW e 162

mW para a radiação infravermelha e visível, respetivamente. Este estudo pretende, assim, atenuar

algumas barreiras identificadas inicialmente para a transmissão transcutânea de dados no domínio ótico,

nomeadamente, o elevado consumo de energia e a elevada limitação da distância de transmissão,

tirando partido da imunidade a interferências eletromagnéticas deste tipo de ligações.

Outra das dificuldades a reter na comunicação bidirecional ótica são os fotões dispersos pela pele,

pois estes são refletidos para a direção contrária e atuam como ruído no sentido oposto da ligação. Este

trabalho pretende inovar na forma de contornar este problema, utilizando dois comprimentos de onda

significativamente distintos para os dois sentidos da ligação.

Em 2007, foi escolhida a telemetria ótica como a melhor solução para uma ligação transcutânea

de alta velocidade na transmissão de dados [35]. Para além dos argumentos já reportados para a escolha

da telemetria ótica através da pele em detrimento das outras soluções, destaca-se, neste trabalho, a

simplicidade da modulação utilizada – modulação de intensidade com deteção direta (OOK). Neste

trabalho, depois de escolhidos os requisitos da ligação, selecionadas as tecnologias a utilizar, construiu-

se uma ligação transdérmica ótica com uma capacidade de 40 Mbps através de 100 canais de dados.

No final testou-se a ligação, simulando a comunicação de um dispositivo implantado para um recetor fora

do corpo, através de uma amostra de pele de porco com 3 mm de espessura e registou-se um consumo

médio de energia no módulo do emissor de 4,3 mW. Este trabalho deu, inclusivamente, origem a dois

artigos: [64] – onde se faz uma abordagem matemática para modelar os parâmetros a utilizar na

conceção de uma interface ótica para uma ligação de telemetria – e [65] – onde se faz efetivamente a

simulação experimental da ligação ótica transdérmica, com os parâmetros estabelecidos no seu projeto.

Em 2008, reportam-se mais inovações nos sistemas óticos transdérmicos no que toca a elevados

débitos de dados – necessários para as aplicações das neuropróteses – e no consumo de energia, –

diretamente relacionado com a longevidade do implante [56]. A proposta de inovação aos sistemas já

implementados, descrita em [56], é a utilização de um LD. Utiliza-se, então, um emissor com um díodo

laser VCSEL a transmitir na região dos infravermelhos a 850 nm, com uma codificação Manchester code,

devido às soluções integradas disponíveis comercialmente, tornando-se acessível a sua implementação.

Para simular o canal, utiliza-se tecido de porco com diferentes espessuras e no recetor um fotodíodo

PIN. Estabeleceu-se um débito de dados base de 16 Mbps, como objetivo a atingir para uma ligação de

20

telemetria ótica. Fez-se um estudo sobre a potência de emissão necessária para atingir um BER de 10- 9,

relativamente a várias espessuras de pele utilizadas e a diferentes desalinhamentos entre o emissor e o

recetor – Figura 2.2. Por observação dos resultados, concluiu-se que para espessuras entre 2 e 4 mm,

a potência emitida necessária para atingir débitos de dados até 16 Mbps, está abaixo dos 10 mW.

Observa-se também, que o aumento do débito binário requer menos potência de emissão do que o

aumento da espessura do tecido de pele. Note-se que para a espessura de 8 mm, quase se atinge a

exposição máxima permitida para emissão de radiação infravermelhos nos 850 nm [40]. Quanto ao

estudo do desalinhamento entre o emissor e o recetor (Figura 2.2), concluiu-se que o aumento do

desalinhamento lateral requer uma maior potência emitida para atingir o mesmo débito de dados (16

Mbps). Regista-se também, que o sistema é ligeiramente mais tolerante a pequenos desalinhamentos

para espessuras de pele maiores. O autor conclui assim, que um sistema de telemetria ótica usando um

LD é capaz de transmitir débitos binários até 16 Mbps através da pele com uma espessura de 4 mm,

suportando uma ligação para uma BER de 10-9, com uma potência de emissão de 10 mW.

É feita uma observação relevante relativamente à escolha da BER de referência de qualidade da

ligação: esta escolha é um compromisso entre o consumo de energia da ligação transdérmica e o

desperdício de energia causado pelas retransmissões e pelos algoritmos de correção de erros.

Figura 2.2 – a) Potência emitida necessária para cada débito binário, para diferentes espessuras de pele, com uma BER de 10-9; b) potência emitida necessária em função do desalinhamento lateral, para diferentes

espessuras de pele, para um débito requisitado de 16 Mbps [56].

Em [15] sublinha-se a importância de continuar caminhar no sentido das comunicações óticas sem

fios para aplicações em dispositivos no interior corpo. As principais contribuições deste trabalho de 2012

são a proposta de um modelo matemático e a obtenção resultados experimentais de medições para um

canal transdérmico para dois cenários diferentes: uma ligação direta e uma ligação retrorrefletora com o

dispositivo implantado. A principal inovação deste trabalho é o estudo da comunicação do interior do

corpo para o ambiente externo baseada num retrorrefletor, com o objetivo de prolongar a longevidade do

dispositivo implantado. A utilização de um retrorrefletor permite minimizar o consumo de energia por

parte do dispositivo implantado, uma vez que a fonte emissora – principal consumidor de energia – está

21

fora do corpo. Comparam-se, então, os dois cenários diferentes, sendo que se propõe o uso de um

retrorrefletor MRR (miniature modulating retroreflector) para a ligação retrorrefletora e uma modelação

OOK. Primeiro, é apresentado um modelo matemático para os dois sistemas. De seguida, apresenta-se

uma instalação experimental em que se utiliza pele de galo para testar o canal transdérmico. Neste teste

experimental utilizaram-se quatro LEDs com espectros de emissão diferentes: um LED branco (espectro

branco), um LED vermelho com um pico de emissão centrado em 635 nm e dois LEDs infravermelhos

com picos de emissão centrados em 850 nm e 940 nm, respetivamente. Os emissores foram modulados

com um impulso quadrado à frequência de 10 kHz, e o recetor manteve-se sempre com o mesmo

fotodíodo PIN. Os dados da potência recebida normalizada, utilizando os diferentes LEDs, foram

fundidos, e foram apresentados resultados para os cenários de ligação direta e retrorrefletora. Na ligação

direta, observou-se um o valor máximo de potência recebida em torno dos comprimento de onda 770

nm, com um intervalo razoável de transmissão na região espectral entre 670 e 830 nm e um segundo

pico de transmissão em 930 nm, aproximadamente. Na ligação retrorrefletora, observou-se que os

valores mais elevados de potência recebida são obtidos em torno dos comprimentos de onda 800 e 950

nm. Nos comprimentos de onda mais curtos (em torno dos 430 nm) também se encontraram valores

relativamente elevados de potência recebidos, no entanto, isto é resultado das reflexões da pele do lado

do emissor, pelo que esta luz refletida não contém informação e só contribui para o aumento de ruído na

receção. Conclui-se assim, neste artigo, que uma janela de transmissão razoável para as comunicações

óticas transdérmicas sem fios se encontra entre os 800 e os 940 nm, sendo válida tanto para as

configurações direta e retrorrefletora.

Depois dos resultados experimentais, foi feita uma análise numérica com o modelo apresentado.

A principal conclusão que se retirou foi a de que é possível realizar uma transmissão de dados com uma

BER de 10-6 com níveis potência de transmissão na ordem dos 0,4 μW e 4 mW para as ligações direta e

retrorrefletora, respetivamente. No entanto, tendo em vista a redução da frequência das intervenções

cirúrgicas para trocar a fonte de energia, refere-se que ainda assim a tecnologia existente de MRR não

é suficiente para proporcionar comunicações com consumos de energia significativamente reduzidos,

visto que o canal de pele real representa uma maior atenuação na radiação ótica do que aquele que foi

estudado (pele de galo).

Também em 2012, apresenta-se outro trabalho relevante no ramo da telemetria ótica [14]. A

principal preocupação deste trabalho vai também no sentido de assegurar boas condições de

comunicação para os implantes ativos, neste caso nas próteses neurológicas, ultrapassando largamente

as condições oferecidas pelos dispositivos a funcionar em radiofrequências, no que toca a consumos

reduzidos de energia e elevados débitos de dados. O elemento diferenciador deste trabalho, é a proposta

da utilização de um VCSEL (vertical cavity surfasse emitting laser) para o módulo do emissor, com o

objetivo de proporcionar débitos de dados largamente superiores aos possíveis com os habituais LEDs,

mantendo consumos de energia aceitáveis. Primeiro, é proposta uma arquitetura do sistema, composta

pelo referido VCSEL no emissor e um recetor PIN, do lado oposto da pele a detetar o sinal ótico. É

proposto um formato de modulação do sinal OOK modificado, com o objetivo de reduzir o consumo de

energia, sendo que, em contrapartida, este tipo de modulação vai aumentar o tempo de resposta do

22

VCSEL. Contudo, os resultados experimentais deste trabalho demonstram que mesmo assim é possível

atingir capacidades de transmissão de dados na ordem dos 50 Mbps. Também com o intuito de diminuir

o consumo de energia, os autores propõem a utilização de um espelho de corrente na polarização do

VCSEL. No teste experimental, assume-se um desalinhamento na ordem dos 2 mm e utiliza-se pele de

porco, com 2, 4 e 6 mm de espessura, para simular o canal transdérmico. Ainda relativamente aos

parâmetros da experiência, utiliza-se uma sequência pseudoaleatória binária a 50 Mbps e um formato

de codificação Manchester code, com um total de 100 canais a serem gravados simultaneamente. Os

resultados finais demonstram consumos de energia totais entre 1,1 mW e 6,4 mW, dependendo do

desalinhamento e da espessura da pele, para uma BER inferior a 10-5.

Soluções mistas de RF com ótica também já foram estudadas [66], no entanto a sua análise não

têm relevância para este trabalho, devido ao facto de se pretender implementar uma ligação totalmente

ótica.

Na Tabela 2.3, apresenta-se um resumo dos principais resultados e tecnologias utilizadas pelos

trabalhos referidos. Observa-se que ao longo dos anos a tendência natural é o aumento do débito binário,

no entanto, note-se que, nem todas as aplicações biomédicas necessitam de débitos tão elevados,

prevalecendo a importância de baixos consumos de energia. Note-se que a maioria dos comprimentos

de onda de emissão encontram-se na região espectral de infravermelhos, sendo o mais utilizado em 850

nm.

Referência Energia

consumida (mW)

Débito binário

Emissor Recetor Comp.

de onda (nm)

Espessura da pele (mm)

Tipo de amostra de pele

BER

[31] - - LED 4 PIN

GaAIAs 880 - coelho <10-6

[6] - 115,2 kbps LED PIN Si 860 6,9 porco

[63] 122,0

162,0 9800 bps LED PIN Si

940

590

45,0

20,0 porco 0

[35] 4,3 40 Mbps VCSEL PIN GaAs 850 3,0 porco <10-5

[56]

~7,5

~12,5

~10,3

~16,0

16 Mbps VCSEL PIN Si 850

2,0

2,0

4,0

4,0

porco <10-9

[15] 0,4 x 10-3 - LED PIN Si 790 1,0 galo <10-6

[14]

2,6

4,1

6,4

50 Mbps VCSEL PIN Si 850

2,0

4,0

6,0

porco <10-5

Tabela 2.3 – Resumo dos parâmetros base das referências enunciadas.

23

Capítulo 3 : Modelo Transdérmico

O objetivo deste capítulo é descrever a abordagem realizada para modelar uma ligação ótica

através da pele. O modelo apresentado tem como prioridade a simplicidade de implementação,

baseando-se em componentes vulgarmente utilizados nos sistemas de comunicação óticos. Tendo em

vista a utilização biomédica numa aplicação comercial, o modelo apresentado tem em conta a viabilidade

económica do sistema. Por outro lado, para que o modelo seja próximo da realidade, é necessário ter

em conta todos os fatores que afetam a ligação do sistema transdérmico, para que o aumento da sua

complexidade seja sustentado num modelo base robusto, já realizado.

3.1 Modelação do Canal

Para desenhar, implementar e operar sistemas de comunicação óticos, é imperativo que as

características do canal sejam bem compreendidas [11]. A natureza do canal é, de facto, o módulo deste

sistema mais diferenciador em relação a todos os outros sistemas de OWC. Na maioria das aplicações

de OWC, o canal de transmissão é o ar, com diferentes características dependendo se a ligação é de

interior ou de exterior. Por exemplo, em diversos trabalhos científicos reportados, o canal é o espaço livre

entre dois edifícios [67] ou uma pequena distância numa sala [68], nos quais as principais preocupações

na caracterização do canal prendem-se com fatores atmosféricos ou geométricos [69]–[72].

No caso estudado nesta dissertação, o meio físico de comunicação é composto pelo ar e pela

pele humana, o que torna o canal crítico e desafiante, devido à elevada atenuação da derme ao sinal

ótico e à sua complexidade estrutural. Por outro lado, as dificuldades de alinhamento entre o emissor e

o recetor, inerentes à ligação ótica através da pele, e o ruído causado pelo ambiente de iluminação a

que o sistema está exposto, são também influenciadores do seu desempenho.

Assim, para caracterizar o canal transdérmico, três fatores importantes foram considerados: i)

transmitância da pele; ii) desalinhamento do feixe ótico; iii) interferência da iluminação de fundo.

3.1.1 Transmitância da Pele

A barreira da pele é, definitivamente, o fator mais adverso à comunicação transdérmica. A pele

é uma estrutura biológica complexa composta por três camadas essenciais: estrato córneo, epiderme e

derme (Figura 3.1), sendo que cada uma destas camadas tem diferentes características no que toca às

suas propriedades óticas. Além disso, a pele humana é etnicamente diferente, diversa na topologia,

penetrada por orifícios de pelo e suor, o que fazem este meio de propagação complexo, dinâmico e

variável. Assim, uma caracterização rigorosa das propriedades óticas da pele torna-se uma tarefa

extremamente difícil, somente possível de definir com uma abordagem aproximada.

Para além da reflexão da radiação ótica, existem mais dois efeitos principais a ter em conta para

modelar a ótica da pele: absorção e o espalhamento (usualmente designado como scattering). É, então,

importante determinar uma métrica simples que compile toda esta informação e a sumarize num

parâmetro a introduzir no modelo – a transmitância da pele.

24

Figura 3.1 – Esquema ilustrativo do percurso ótico na pele (adaptado de [73]).

A transmitância da pele é definida como o rácio de potência ótica que atravessa a pele,

dependendo do comprimento de onda, sendo afetada por efeitos de absorção, reflexão e espalhamento.

Por outro lado, a remitância (Figura 3.1), quantifica a radiação ótica refletida pelas várias camadas da

pele, compreendendo a radiação refletida de forma direta e de forma difusa [74].

A transmitância da pele foi estudada por vários autores, sendo que em [73] é apresentado um

modelo aproximado para a transmitância da derme em função do comprimento de onda para uma

espessura de 200 μm [73]. Relativamente às outras camadas da pele, só cerca de 5% da radiação é

refletida no estrato córneo, enquanto que a transmitância espectral epidérmica de um caucasiano claro,

indica que a maior parte (cerca de 90%) da radiação incidente na regiões espectrais ultravioleta, visível

e infravermelhos, é transmitida através da epiderme [73]. Além disso, verifica-se que o rácio de

transmissão difusa/direta através destas duas camadas de pele é independente do comprimento de onda

[73]. Acresce ainda, que a espessura destas duas primeiras camadas é pouco significativa relativamente

à espessura da camada da derme (Figura 3.1), o que reforça a ideia de que é a camada da derme que

vai ter um papel preponderante no estudo da obstrução à passagem de radiação ótica. Assim, na

presente dissertação, considerou-se que só a camada da derme é que tem um papel significativo na

transmitância da pele, uma vez que a maioria da radiação visível e infravermelha é transmitida através

do estrato córneo e da epiderme, onde as perdas são desprezáveis. Para efeitos de simplificação, daqui

em diante, nesta dissertação, quando se utilizarem expressões do tipo espessura da pele, está-se a

referir à espessura da derme.

A fim de complementar o modelo da transmitância apresentado em [73], para várias espessuras

dérmicas, é necessário, então, definir a expressão da transmitância [75]:

𝑇 = 𝑒−𝛼𝛿 (3.1)

25

em que 𝛼 corresponde ao coeficiente de atenuação e 𝛿 é a distância total de penetração do feixe ótico

através da derme. Assim, é possível obter o coeficiente de atenuação, em função do comprimento de

onda, ilustrado na Figura 3.2. Estes resultados estão coerentes com os obtidos em [76], onde os

coeficientes de absorção e de dispersão da pele humana são medidos no intervalo espectral

compreendido entre 400 e 2000 nm.

Figura 3.2 – Coeficiente de atenuação da derme humana em função do comprimento de onda (baseado em [73]).

3.1.2 Diagrama de Radiação do Emissor Ótico

Para se proceder à modelação das perdas de potência ótica inerentes ao desalinhamento entre

o emissor e o recetor, a serem abordadas na secção seguinte, é importante caracterizar a dependência

radial da potência no feixe ótico emitido, ou seja, o diagrama de radiação do emissor. Assim, a

distribuição da potência no feixe ótico foi um dos fatores considerados na conceção do modelo

transdérmico, pelo que se foi analisar a sua relevância na modelação de um sistema de transmissão real.

Numa abordagem simplista, pode-se considerar uma distribuição uniforme da potência no feixe

ótico, o que torna a fração de redução de potência por desalinhamento um problema geométrico: a fração

de perdas de potência por desalinhamento é obtida da razão entre a área do fotodetetor iluminada pelo

feixe ótico e a área total projetada pelo feixe ótico no plano de receção. No entanto, existem modelos

para os diagramas de radiação dos emissores óticos na literatura, sendo que vão ser abordados os mais

relevantes.

Na emissão do tipo Lambertiana, típica de um LED planar, a intensidade máxima de emissão, 𝐼0,

reduz-se radialmente com o ângulo de observação θ, de acordo com [11]:

26

𝐼(𝜃) = 𝐼0 cos𝜃

𝐴 (3.2)

sendo que, 𝐴 é o fator que permite modelar a abertura angular do feixe.

Os estudos que reportam o desalinhamento do feixe ótico para sistemas de transmissão ótica em

espaço livre (free space optics, FSO), utilizam tipicamente um modelo Gaussiano para o diagrama de

radiação do emissor, mais adaptado para lasers [77]–[80]:

𝐼(𝜌, 𝑧) = 𝐼0(𝑧) exp [−2𝜌2

𝑤2(𝑧)] (3.3)

onde 𝐼0(𝑧) é a intensidade ótica máxima de emissão na direção axial 𝑧, 𝜌 = 𝑥2 + 𝑦2 é distância radial

e 𝑤(𝑧) é o raio do feixe ótico.

Na Figura 3.3, apresentam-se os modelos referidos e o diagrama de radiação de um LED

comercial [81], com o objetivo de ilustrar as respetivas diferenças.

Figura 3.3 – Comparação da distribuição de intensidade de radiação em função do ângulo de observação, entre um LED comercial (Vishay TSHG55210) e os modelos: distribuição uniforme, emissão Lambertiana

(com A = 0,75 e 𝑰𝟎 = 1) e distribuição Gaussiana (com 𝑰𝟎 = 1 e 𝒘 = 𝐭𝐚𝐧 𝟔𝟎𝐨).

Apesar do trabalho desenvolvido na presente dissertação não considerar um laser para o módulo

do emissor, vai ser utilizado o modelo referente à distribuição Gaussiana para o diagrama de radiação

do feixe ótico. A utilização deste modelo, prende-se essencialmente com o facto das expressões dos

diferentes desalinhamentos do feixe ótico em espaço livre já estarem deduzidas para a distribuição

Gaussiana de potência. Mais ainda, o diagrama de radiação dado por este modelo, ilustrado na Figura

3.3, apresenta uma aproximação razoável ao diagrama de radiação de um LED comercial, e não difere

27

significativamente do modelo de emissão Lambertiana, tipicamente utilizado para modelar a radiação

dos LEDs.

3.1.3 Desalinhamento do Sinal Ótico

A direccionalidade do feixe transmitido pode ser um inconveniente em termos de atenuação

adicional, sendo que é expectável que uma parte da potência do feixe ótico não incida na área do

fotodetetor. Nesta secção vão ser abordados os três tipos de desalinhamento, que influenciam a potência

do sinal ótico incidente no recetor (Figura 3.4):

1) desalinhamento longitudinal;

2) desalinhamento lateral;

3) desalinhamento angular.

Figura 3.4 – Esquema dos três tipos de desalinhamento entre o emissor (Tx) e o recetor (Rx).

Tal como na transmitância, é, então, necessário definir um fator único que resuma a problemática

dos três tipos de desalinhamento – o fator de desalinhamento, D. Este fator único é resultante da

contribuição da fração de redução de potência, entre 0 e 1, de cada tipo de desalinhamento. Por sua vez,

a fração de redução de potência de cada tipo de desalinhamento é dada pela razão entre a potência

recebida no fotodíodo e a potência total contida no feixe ótico, tendo em conta a o seu diagrama de

radiação.

O desalinhamento longitudinal, também designado como divergência do feixe, provém da difração

do feixe ótico característica da fonte emissora. As perdas de potência ótica inerentes a esta divergência,

provêm do facto da área efetiva do fotodíodo ser inferior à área total iluminada pela projeção do feixe

ótico no plano do recetor, tal como é ilustrado na Figura 3.5.

28

Figura 3.5 – Esquema da divergência do feixe.

Tendo em conta o modelo de radiação Gaussiano e considerando um feixe com uma distribuição

de intensidade de radiação circularmente simétrica, a potência total transmitida pelo feixe ótico é dada

por [78]:

𝑃𝑡𝑜𝑡(𝑧) = 𝐼(0, 𝑧)𝜋

2𝑤2(𝑧) (3.4)

na qual 𝑤(𝑧) é o raio do feixe ótico em 𝑧, que pode ser calculado através da distância do emissor ao

recetor, 𝑑, e do ângulo de divergência, 𝜃𝑑𝑖𝑣, dado para o emissor:

𝑤 = 𝑑 tan (𝜃𝑑𝑖𝑣

2) (3.5)

Assim, a potência recebida no plano do fotodetetor, é definida como [78]:

𝑃𝑅𝑥(𝑧) = 𝑃𝑡𝑜𝑡(𝑧) {1 − exp [−2𝑟𝑅𝑥

2

𝑤2(𝑧)]} (3.6)

onde 𝑟𝑅𝑥 representa o raio da área efetiva do recetor.

Relativamente às falhas no alinhamento entre os eixos do emissor e do recetor, estas vão implicar

uma redução de potência no sinal ótico recebido. Dada a sua elevada probabilidade de ocorrência, uma

vez que o recetor não está, à partida, visível, esta redução de potência deve também ser contabilizada

no modelo transdérmico e é descrita pelos fatores de desalinhamento lateral e/ou angular.

Note-se que, o desalinhamento longitudinal é característico do feixe ótico, uma vez que este tem

sempre uma divergência associada. Assim sendo, para o cálculo do fator de desalinhamento, as perdas

de potência por desalinhamento lateral e angular, contemplam o desalinhamento longitudinal associado

à divergência do feixe ótico.

O desalinhamento lateral ocorre quando o eixo da direção de transmissão do emissor não está

totalmente alinhado com o eixo da normal à área efetiva do recetor. É de referir que, devido ao facto da

distribuição de potência no feixe ser modelada por uma função Gaussiana, a proporção de perdas

29

associadas ao desalinhamento lateral não evolui de forma linear relativamente ao desvio lateral, ∆𝑅𝑥 –

Figura 3.6. Isto significa que, mesmo que o feixe ótico cubra toda a área efetiva do fotodíodo, o desvio

lateral vai proporcionar sempre uma menor receção de potência, visto que o eixo do recetor estará

centrado numa zona de menor intensidade de radiação do feixe.

Figura 3.6 – Esquema representativo da diferença entre o alinhamento e o desalinhamento lateral do emissor com o recetor.

Modelando analiticamente esta problemática, a potência ótica detetada em função do desvio

lateral, ∆𝑅𝑥, é deduzida em [77], e tem a seguinte expressão final:

𝑃𝑅𝐸𝐶(Δ𝑅𝑥, 𝑧) = √𝜋

2𝑤(𝑧)𝐼(0, 𝑧)

∙ ∫ {exp [−2𝑥2

𝑤2(𝑧)] erf [

√2

𝑤(𝑧)(Δ𝑅𝑥 + √𝑟𝑅𝑥

2 − 𝑥2)]

𝑟𝑅𝑥

0

− exp [−2𝑥2

𝑤2(𝑧)] erf [

√2

𝑤(𝑧)(Δ𝑅𝑥 − √𝑟𝑅𝑥

2 − 𝑥2)]} 𝑑𝑥

(3.7)

Por sua vez, o fator de desalinhamento angular representa as perdas de potência que ocorrem

devido ao ângulo 𝛼 existente entre o eixo do feixe de emissão e o eixo da normal ao plano de receção

(Figura 3.4). Assim, as perdas de potência associadas ao desalinhamento angular aumentam com o

aumento do ângulo 𝛼. Este caso, pode ser aproximado a uma adaptação do desalinhamento lateral, uma

vez que o ângulo de desalinhamento, 𝛼, provoca um desvio lateral no plano de receção (Figura 3.4):

Δ𝑅𝑥 = 𝑑 tan(𝛼) (3.8)

30

Com o objetivo de estudar a importância do diagrama de radiação do emissor, na Figura 3.7,

comparam-se os fatores de desalinhamento obtidos através das distribuições Gaussiana e uniforme da

potência no feixe ótico, em função da distância entre o recetor e o emissor e o ângulo de divergência do

emissor. No caso de uma distribuição uniforme de potência no feixe, a potência recebida é proporcional

à área de receção, definindo-se o fator de perdas por desalinhamento longitudinal como o rácio entre a

potência que atinge a área efetiva do fotodetetor e a área total iluminada pelo feixe. Note-se que apenas

se considerou a influência da divergência do feixe ótico (desalinhamentos lateral e angular nulos), pelo

que o fator de desalinhamento corresponde unicamente à atenuação causada pelo desalinhamento

longitudinal. Observa-se que o fator de desalinhamento é superior para uma distribuição de potência no

feixe ótico que segue o modelo Gaussiano relativamente ao da distribuição uniforme. Obtêm-se, portanto,

menos perdas de potência transmitida por divergência do feixe ótico, para o modelo de distribuição

Gaussiana. Este é o comportamento explica-se pelo facto de a potência estar mais concentrada no centro

do feixe na distribuição Gaussiana e existir um alinhamento perfeito entre os eixos do emissor e do

recetor.

Figura 3.7 – Variação do fator de desalinhamento longitudinal entre o modelo de distribuição Gaussiana e uniforme, em função: a) do ângulo de divergência do emissor (para um ângulo de divergência fixo de 30º); b) da distância entre o emissor e o recetor (para uma distância fixa de 1 cm entre o emissor e o recetor).

É de referir que, se a área iluminada da pele for significativamente superior à área efetiva do

fotodetetor, pode-se perder uma porção considerável de potência, mas a precisão de alinhamento

requerida é muito menor, uma vez que existe uma maior área iluminada coberta pelo feixe. Em termos

práticos, o alinhamento do emissor ótico com o recetor implantado na pele, a menos que exista um alvo

claramente demarcado na pele com a localização exata do implante, é extramente desafiante. Portanto,

deve haver um compromisso entre o ângulo de divergência do emissor (e a sua distância à pele) e a

perda de potência associada à diferença de áreas, tendo em conta as dificuldades de precisão de

alinhamento enunciadas.

31

3.1.4 Iluminação de Fundo

A corrente elétrica gerada pela contribuição das fontes de iluminação ambiente, com um espectro

de emissão que se sobrepõe à região espectral de sensibilidade do recetor ótico, é um dos fatores que

pode degradar o sinal detetado. No entanto, esta corrente pode ser aproveitada para efeitos de recolha

de energia do dispositivo implantado. Na Figura 3.8 ilustra-se a interferência da luz ambiente num sistema

ótico transdérmico.

As principais fontes de iluminação ambiente são o sol e as fontes de luz artificial (ex. lâmpadas

incandescentes, lâmpadas fluorescentes e lâmpadas baseadas em LEDs). A exposição solar produz os

mais altos valores de corrente elétrica, sendo a principal fonte de ruído externo [11]. Contudo é também

importante estudar a influência da iluminação artificial típica de interior. Neste trabalho foi considerada a

iluminação artificial baseada em LED(s) branco(s). Devido aos desenvolvimentos na tecnologia dos

díodos emissores de luz, nomeadamente com espectros de emissão brancos, a tendência indica que

esta é a principal fonte de iluminação no futuro, não só pela sua eficiência energética, mas também pelas

suas capacidades de comunicação via luz. Aliás, as comunicações via radiação visível, são um ramo de

investigação das comunicações óticas sem fios (OWC), nas quais este trabalho se insere, e que

recentemente têm ganho relevância [82]–[87]. Assim, decidiu-se estudar a influência da iluminação

artificial no sistema para o caso de LEDs brancos, em vez de outro tipo de fontes de iluminação artificial

tais como lâmpadas incandescentes ou fluorescentes. Além disso, foi também estudado o extremo

oposto em que não há iluminação de fundo, isto é, um ambiente de escuridão total.

Figura 3.8 – Ilustração de um sistema de comunicação transdérmico embebido num cenário exposto a diferentes tipos de iluminação ambiente.

1) Luz solar

Para a radiação solar afetar o sinal de dados produzido pelo emissor, tem que passar a barreira

da pele, na qual sofre uma atenuação, atingir a área efetiva do fotodetetor, 𝐴𝑒𝑓, pelo que depois é

32

convertida para o domínio elétrico. Assim, define-se a corrente total gerada pela iluminação solar que

afeta o recetor:

𝐼𝑠𝑜𝑙 = 𝐴𝑒𝑓 ∫ 𝑊(𝜆)𝑇(𝜆)𝑅(𝜆) 𝑑𝜆 (3.9)

onde 𝑊(𝜆) é a irradiância espectral do sol, em W/(m2.nm), 𝑇(𝜆) a curva da transmitância da pele para

uma dada espessura e 𝑅(𝜆) a responsividade do fotodíodo. O modelo utilizado para a irradiância

espectral do sol foi baseado da norma ASTM G173-03 para as condições “Global Tilt” – radiação do disco

solar somada da difusão do céu e da difusão refletida na superfície da Terra inclinada a 37º da horizontal

[88] – Figura 3.9.

Figura 3.9 – Irradiância espectral do sol, para as condições “Global Tilt” [88].

Note-se que a corrente total do sol que afeta o recetor varia com a espessura da pele considerada,

uma vez que a curva da transmitância, 𝑇(𝜆), é diferente para cada espessura de pele.

Com o objetivo de avaliar as capacidades de recolha de energia, por parte de um dispositivo

implantado no corpo humano, estudou-se o nível de corrente elétrica gerada no recetor, produzida pela

iluminação solar. Assim, na Figura 3.10, é descrita a evolução da componente contínua da corrente total

produzida pelo sol, que afeta o recetor, por unidade de área, dependendo da espessura de pele

considerada. Dos dados retirados na Figura 3.10, fez-se a sua aproximação a uma função de decaimento

exponencial. Assim, a densidade corrente elétrica, por unidade de área do fotodetetor, que afeta o sinal

na receção, é dada aproximadamente por:

𝐼𝑠𝑜𝑙 = 𝐴 𝑒−𝛿/𝑡 (3.10)

com 𝐴 = 316,5167 A/m2 e 𝑡 = 0,2606 mm. A partir desta expressão, pode-se, então, estimar os limites

de espessura de pele para os quais é possível produzir níveis corrente relevantes para recolha de

energia.

33

Figura 3.10 – Densidade de corrente elétrica total por unidade de área no recetor, em função da espessura da pele.

Assim, registou-se a espessura de pele limite que permite a receção de níveis de corrente elétrica

produzida pela iluminação solar com diferentes ordens de grandeza, para duas áreas efetivas do

fotodetetor ilustrativas de 1 mm2 e 5 mm2 – Tabela 3.1.

Da observação dos valores registados para a corrente elétrica gerada devido à exposição a luz

solar, retira-se que limites de espessuras de pele realistas, registam-se para requisitos de corrente com

ordens de grandeza na base dos μA. Tomando como exemplo uma espessura de pele de 1,5 mm, é

possível obter uma corrente elétrica de 1 μA, para uma área efetiva do fotodetetor típica de 1 mm2. O

aumento da área efetiva do recetor, permite estender os limites de espessura de pele para o mesmo

requisito de corrente elétrica recebida. Assim, para requisitos de corrente elétrica de ordens de grandeza

superiores a 1 μA por parte do dispositivo implantado, deve-se recorrer ao aumento da área efetiva do

fotodetetor utilizado no circuito do recetor, uma vez que espessuras de pele inferiores a 1 mm não são

realistas. Dependendo dos requisitos do sistema implementado, estes resultados demonstram uma

indicação dos níveis de corrente elétrica recebidos para duas áreas efetivas típicas.

Espessura da pele máxima (mm)

Aef = 1 mm2 Aef = 5 mm2

Isol

1 μA 1,5 1,9

10 μA 0,9 1,3

100 μA 0,3 0,7

Tabela 3.1 – Limites de espessura da pele para a receção de diferentes níveis de corrente elétrica gerada

pela iluminação solar, para duas áreas efetivas do fotodíodo distintas.

34

2) Escuridão

O ambiente de escuridão é o caso mais favorável para realizar a transmissão, uma vez que neste

cenário, a corrente elétrica gerada pela iluminação de fundo é considerada nula. Prevê-se que seja neste

caso que se obtenham melhores resultados em termos de qualidade do sinal, visto não existir

interferência de radiação externa na ligação. Contudo, este é também o caso com menores níveis de

corrente na receção, pois não existe energia extra proveniente do meio ambiente que possa ser utilizada

para efeitos do seu armazenamento no dispositivo implantado. Para quantificar a influência das

condições da iluminação ambiente no sistema transdérmico, este é um caso importante, uma vez que

representa o cenário ideal para realizar comunicações.

3) Luz de LED(s) branco(s)

Um processo comum para obter a luz branca nos LEDs utiliza um esquema semelhante ao das

lâmpadas fluorescentes. Este processo consiste na utilização de uma camada de fósforo em cima do

material semicondutor de um LED azul monocromático, formando dois picos de radiação (no azul e no

amarelo), que juntos formam luz branca ao olho humano. Este método é normalmente aplicado nos LEDs

de alta potência utilizados para iluminação, devido à sua simplicidade e tradução em dispositivos mais

económicos [41].

Uma abordagem simples para modelar a distribuição espectral de potência deste tipo de LEDs

(SPD – spectral power density), é utilizar uma distribuição gaussiana centrada na resposta máxima do

dispositivo [86]. Seguindo esta abordagem, pode-se modelar a distribuição espectral de potência para

dois picos de emissão nos comprimentos de onda azul e amarelo (pico azul em ~460 nm e pico amarelo

em ~550 nm, tipicamente). Assim, a SPD de um LED branco, representa-se através da seguinte

expressão [89]:

𝑆(𝜆) =1

√2𝜋(𝑤1

1

𝜎1𝑒𝑥𝑝 [− (

𝜆 − 𝜆1

√2𝜎1

)

2

] + (1 − 𝑤1)1

𝜎2𝑒𝑥𝑝 [− (

𝜆 − 𝜆2

√2𝜎2

)

2

]) (3.11)

onde 𝜆1 e 𝜆2 correspondem aos comprimento de onda de pico azul e amarelo, respetivamente, ao passo

que 𝑤1 é um factor de ponderação que descreve as proporções de cada banda de emissão. Por sua vez,

𝜎1 e 𝜎2 correspondem à largura espectral de cada banda. Note-se que o fator de ponderação 𝑤𝑖

relaciona-se com a temperatura de cor correlacionada (CCT – correlated color temperature), que é uma

medida da colorimetria indicativa da temperatura da cor de uma dada fonte luminosa, quando comparada

ao corpo negro [90].

Depois de se modelar a SPD do LED branco, os seus níveis de potência foram calibrados para a

iluminação típica de uma sala. O método para conversão das unidades radiométricas (potência),

resultantes da curva da SPD, para as unidades fotométricas (iluminância), com o objetivo de calibrar os

níveis de potência de tal maneira a obter uma determinada iluminância, pode ser consultado em detalhe

no anexo A.1. Os valores das iluminâncias para espaços de trabalho interiores estão tabelados na norma

35

EN 12464-1, na qual é possível retirar valores típicos de iluminância para calibrar a SPD da luz branca

[91]. Assim, definiu-se uma iluminância de 500 lux de referência para uma iluminação típica de interior.

Assim, depois de efetuada a conversão entre as unidades radiométricas e fotométricas, realizou-

se um método iterativo, de modo a modelar o nível da SPD da luz branca produzida por uma fonte

baseada num ou em vários LEDs, até obter uma iluminância de 500 lux. Na Figura 3.11 está representada

a SPD obtida, na qual são utilizados os comprimentos de onda de pico 𝜆1 = 460 nm e 𝜆2 = 555 nm, e

larguras espectrais a meia potência de 𝜎1 = 25 nm e 𝜎2 = 150 nm, respectivamente. Foi utilizado um

factor de ponderação 𝑤𝑖 de 0,15 que corresponde a uma temperatura de cor correlacionada de ~6070

K, segundo o método de McCamy [92]. Da curva da SPD é também possível obter a irradiância total de

um LED branco, isto é, a potência média por metro quadrado emitida, integrando-se a curva no seu

espectro total. O valor da irradiância total de um LED branco, para uma iluminância de 500 lux, calculado

através da SPD apresentada, é cerca de 1,55 W/m2, coerente com o valor obtido em [86].

Note-se que a SPD obtida não depende do número LEDs utilizados, uma vez que a irradiância

não varia para uma determinada perceção visual de iluminância. Assim, é a iluminância o fator de

interesse, independentemente da instalação luminosa.

Figura 3.11 – Distribuição espectral de potência de um LED branco, para uma iluminância de 500 lux.

Finalmente, para obter o valor da corrente elétrica produzida pela iluminação de LED(s) branco(s)

que vai afetar o sinal que chega ao recetor, procede-se de forma idêntica ao método apresentado para

a luz solar:

𝐼𝐿𝐸𝐷 = 𝐴𝑒𝑓 ∫ 𝑆(𝜆)𝑇(𝜆)𝑅(𝜆) 𝑑𝜆 (3.12)

Do mesmo modo, foi estudada a evolução da corrente elétrica total, por unidade de área do

fotodetetor, produzida por um LED branco (com uma iluminância típica de 500 lux) que afeta o recetor.

A expressão de aproximação é também dada por (3.10, com 𝐴 = 0,5119 A/m2 e 𝑡 = 0,1787 mm. Deste

36

modo, registaram-se as espessuras máximas da pele para diferentes níveis de corrente elétrica gerada

pela iluminação de LED(s) branco(s), para uma iluminância típica de 500 lux – Tabela 3.2. Note-se, que

os valores dos níveis de corrente de referência para este cenário são muito díspares dos apresentados

para a iluminação de luz solar (Tabela 3.1), isto é, três ordens de grandeza inferiores. Caso contrário, os

limites de espessura de pele obtidos não seriam realistas, ou seja, na ordem dos milímetros (Figura 3.1).

Assim sendo, observa-se que no caso de um ambiente iluminado por LED(s) branco(s) a 500 lux, para

se obterem limites de espessura de pele razoáveis, os requisitos de corrente do circuito de receção têm

que ser extremamente reduzidos (na ordem dos nA), objetivo energético extremamente desafiante de

alcançar atualmente, na eletrónica comum. Assim sendo, uma das soluções para aumentar os limites de

espessura de pele, para os níveis de corrente elétrica indicativos apresentados, consiste em recorrer a

fotodetetores com áreas efetivas maiores.

Espessura da pele máxima (mm)

Aef = 1 mm2 Aef = 5 mm2

Isol

1 nA 1,1 1,4

10 nA 0,7 1,0

100 nA 0,3 0,6

Tabela 3.2 – Limites de espessura da pele para a receção de diferentes níveis de corrente elétrica gerada

por LED(s) branco(s) (a 500 lux), para duas áreas efetivas do fotodíodo distintas.

3.2 Emissor

As fontes óticas mais comuns nos sistemas de comunicação óticos são incoerentes – LEDs – ou

coerentes – díodos laser (LDs) –, ambas construídas a partir de materiais semicondutores [93]. Como se

pretende modelar um sistema simples e económico em termos de custo, o emissor escolhido foi baseado

num LED, dado que este componente é mais barato que o LD, e permite larguras de banda de modulação

até centenas de MHz [11]. Por outro lado, as potências típicas de emissão dos LEDs são consideradas

seguras para o olho humano, o que não acontece para os lasers, nos quais os seus feixes colimados de

radiação visível ou infravermelha podem ser especialmente perigosos para a retina ocular, mesmo para

potências de emissão reduzidas [11], [40].

Na emissão do sinal ótico, utiliza-se uma modulação direta de intensidade, conhecida por OOK

(on-off keying), sendo uma das mais utilizadas nas comunicações óticas, devido à sua simplicidade de

implementação e baixo custo [11]. O símbolo 1 é codificado por um impulso ótico que ocupa uma parte

(formato RZ) ou toda (formato NRZ) a duração do período do bit, enquanto que o símbolo zero é

representado pela ausência de impulso ótico. Neste caso foi implementado um esquema NRZ, pelo que,

se considerou uma fonte de Bernoulli, geradora de bits aleatórios, adicionando-se de seguida um bloco

de ganho para representar a conversão para o domínio ótico, com o valor da potência estabelecida.

37

Considera-se, ainda, uma a razão de extinção finita, definida como o rácio entre a potência do sinal ótico

para símbolo 1 e para o símbolo 0:

𝑟𝑒𝑥𝑡 = 𝑝1

𝑝0 (3.13)

A razão de extinção mínima recomendada pela ITU-T (rec. G. 957) é de 8,2 dB, para sistemas de

comunicação ótica, tendo-se utilizado este valor no modelo do emissor. Admite-se também uma fonte de

ruído no emissor. No caso dos LEDs, apesar do seu ruído ser pouco significativo, considera-se a

contribuição do ruído de baixa frequência, 1/f. Este ruído provém das flutuações de baixa frequência da

corrente elétrica de funcionamento do LED, que tem consequências na sua intensidade de radiação. É

modelado através de um ruído Gaussiano, com variância dada por [94]:

𝜎𝑠2 = 𝑃𝑛 = ∫ 𝑆𝑠(𝑓)𝑑𝑓 (3.14)

em que 𝑃𝑛 é a potência total de ruído ótico. Na Figura 3.12, apresenta-se a densidade espectral de

potência do ruído 1/f, para vários tipos de LEDs [95].

Figura 3.12 – Densidade espectral de potência do ruído ótico emitido em função da frequência, para diferentes LEDs comerciais [95].

Verifica-se que variância do ruído ótico de baixa frequência, calculada a partir dos resultados

apresentados em [95], é majorado por ~10-16 W, para a maioria dos LEDs.

Por fim, foi também adicionado um filtro de passa-baixo no bloco final do modelo do emissor, com

objetivo de modelar o tempo de transição entre os símbolos, considerando-se um tempo de transição

máximo de 30% do tempo de bit.

38

3.3 Recetor

O papel do recetor é converter o sinal ótico para o domínio elétrico e recuperar os dados

transmitidos através do canal. O seu principal componente é o fotodetetor, que converte a radiação ótica

num sinal elétrico [96]. Um fotodetetor consiste num dispositivo optoelectrónico que gera um sinal elétrico

proporcional à potência ótica instantânea recebida na área de receção [11]. Tendo em conta que o sinal

ótico recebido é usualmente fraco, uma vez que foi atenuado no canal de transmissão, o fotodetetor

deve, portanto, atender a requisitos exigentes, tais como alta sensibilidade dentro da zona espectral de

operação, baixo nível de ruído e uma largura de banda adequada para que dê resposta ao débito de

dados desejado [11]. Nos sistemas OWC os tipos de fotodetetores mais populares são os PIN e os APD,

pois ambos cumprem os requisitos gerais deste tipo de sistemas. O fotodíodo PIN foi o escolhido para o

modelo, com deteção direta, uma vez que é suficiente para assegurar todos os requisitos exigidos para

esta comunicação. A sua escolha em detrimento do APD, deve-se não só ao seu custo inferior, mas

essencialmente ao seu funcionamento em baixa tensão, sendo que os PINs têm tensões de

funcionamento na ordem dos volts e os APDs podem chegar às centenas de volt [11].

O modelo do recetor implementado considera a responsividade e as típicas fontes de degradação

do sinal: ruído térmico, ruído quântico, corrente de escuro, assim como as limitações de largura de banda.

A responsividade do fotodetetor, 𝑅, é definida como a foto-corrente gerada por unidade de potência

ótica incidente. Na Figura 3.13, apresentam-se as responsividades de PINs baseados em diferentes

materiais, nomeadamente, silício (Si), germânio (Ge) e índio arseneto de gálio (InGaAs). Consoante o

comprimento de onda de trabalho, deve-se, portanto, selecionar o fotodíodo mais adequado.

Figura 3.13 – Responsividade de PINs fabricados com diferentes materiais [11].

É necessário identificar as fontes de ruído, pois estas são fatores decisivos na distorção de

desempenho deste tipo de ligação ótica. O ruído térmico, é causado pela movimentação aleatória dos

39

portadores de carga nos materiais condutores, a uma temperatura 𝑇. O movimento aleatório térmico dos

eletrões manifesta-se na corrente elétrica, mesmo na ausência de uma tensão aplicada, através da

resistência de carga 𝑅𝐿 do circuito. Esta componente adicional de ruído é designada como ruído térmico,

também conhecido como ruído de Nyquist, e pode ser modelado por um ruído Gaussiano, com uma

variância dada por [96]:

𝜎𝑡ℎ2 =

4𝑘𝐵𝑇

𝑅𝐿𝐹𝑛𝐵 (3.15)

em que 𝑘𝐵 é a constante de Boltzman, 𝐹𝑛 a figura de mérito, que, fisicamente, representa o fator pelo

qual o ruído térmico é reforçado por várias resistências utilizadas nos vários amplificadores do sistema,

e 𝐵 a largura de banda do detetor. Por outro lado, o efeito do ruído térmico é quantificado pela potência

equivalente de ruído, NEP (noise-equivalent power) [96]:

𝑁𝐸𝑃 = (4𝑘𝐵𝑇𝐹𝑛

𝑅𝐿)

12 1

𝑅 (3.16)

Compilando as expressões (3.15 e (3.16), chega-se a uma expressão para a variância do ruído

térmico, com a qual se podem aplicar os parâmetros apresentados na ficha técnica do fotodetetor:

𝜎𝑡ℎ

2 = 𝑁𝐸𝑃2𝑅2𝐵 (3.17)

O ruído quântico é uma manifestação do facto do número de fotões proveniente do sinal ótico que

atingem o fotodetetor variar ao longo do tempo. Consequentemente, no processo de conversão da

potência ótica recebida para corrente elétrica, vai existir uma flutuação número de eletrões gerados em

cada instante de tempo. Esta flutuação da corrente pode ser descrita matematicamente por um processo

aleatório estacionário de Poisson, aproximado por um processo Gaussiano neste modelo do recetor.

Portanto, o ruído quântico vai depender da corrente elétrica gerada no fotodetetor, cuja variância é dada

por [96]:

𝜎𝑠

2 = 2𝑞𝐵(𝐼 + 𝐼𝑑𝑎𝑟𝑘) (3.18)

onde se consideram dois tipos de corrente elétrica: a corrente gerada da receção do sinal ótico, 𝐼, e a

corrente de escuro, 𝐼𝑑𝑎𝑟𝑘. A corrente elétrica, 𝐼, é a mais relevante, pois depende da potência ótica à

entrada do recetor. A corrente de escuro, 𝐼𝑑𝑎𝑟𝑘, é a corrente gerada por um fotodetetor na ausência de

qualquer sinal ótico e tem origem principalmente em pares eletrão-lacuna gerados termicamente. Esta

corrente é caraterística do fotodetetor e é apresentada pelo fabricante na sua ficha técnica, e, apesar de

ser pouco significativa, foi também considerada no modelo do recetor.

No que se refere às limitações da largura de banda, estas foram modeladas com um filtro de

Bessel, no qual de definiu a frequência máxima da banda passante.

40

3.4 Implementação em MATLAB

O modelo foi implementado utilizando o módulo SIMULINK do MATLAB. O simulador construído

pretende modelar o comportamento de uma comunicação transdérmica em que o emissor se encontra

fora do corpo e o recetor dentro, imediatamente após a barreira da pele. A Figura 3.14 apresenta um

esquema do simulador construído com os seus módulos principais.

Figura 3.14 – Esquema do modelo da ligação transdérmica em SIMULINK.

3.4.1 Ferramentas de Análise

O objetivo da simulação foi determinar a qualidade do sinal de dados na receção e o nível da sua

componente contínua de corrente elétrica. Assim, as ferramentas utilizadas pretendem gerar dados

indicadores da qualidade do sinal e da sua energia:

1) Diagrama de olho;

2) Fator de qualidade do diagrama de olho;

3) Amplitude média do nível de corrente do sinal;

O diagrama de olho é gerado a partir da sobreposição de diferentes segmentos do sinal recebido,

num determinado intervalo de tempo (200 ms, nesta simulação). É um indicador visual de qualidade, no

qual é possível ter uma ideia geral da degradação do sinal e do desempenho do sistema.

Apesar da boa indicação visual da qualidade do sinal que os diagramas de olho proporcionam, é

importante existir uma métrica de qualidade. Uma métrica de qualidade tipicamente utilizada é a taxa de

bits errados (BER, bit error rate), que se define como a probabilidade média da ocorrência de um erro na

identificação de um bit [96]. A maioria dos sistemas de comunicações óticas especifica uma BER de 10- 9

como exigência de funcionamento [96]. Define-se, portanto, a BER por:

𝐵𝐸𝑅 =1

2erfc (

𝑄

√2) (3.19)

no qual 𝑄, representa o fator de qualidade do sinal, que neste caso, é medido diretamente do diagrama

de olho, através da sua relação sinal ruído, SNR (signal-to-noise ratio). Este rácio entre o sinal e o ruído

do diagrama de olho, é dado por [96]:

41

𝑄 =𝜇1−𝜇0

𝜎1+𝜎0 (3.20)

onde 𝜇0 e 𝜇1 representam o valor esperado dos níveis do diagrama de olho correspondentes dos

símbolos 0 e 1, respetivamente, enquanto que 𝜎0 e 𝜎1 são os desvios padrão da distribuição do nível

de amplitude do sinal correspondente a cada símbolo respetivo, 0 e 1. Para determinar estes dois

indicadores (diagrama de olho e fator de qualidade), foi utilizada a ferramenta eyediagram.comscope do

Communications System Toolbox do MATLAB.

Finalmente, para medir a amplitude média de corrente do sinal na receção, foi utilizada uma função

de média para o nível de todas as amostras do sinal recebido.

No anexo A.2, apresenta-se um fluxograma do código realizado em MATLAB para implementação

do simulador.

3.4.2 Parâmetros da Simulação

O modelo foi simulado para uma transmissão ótica a 1 Mbps, com um sinal modulado por OOK,

num esquema NRZ, para diversos comprimentos de onda de emissão entre 400 e 1700 nm, em função

de uma gama de espessuras de pele de 0 a 4 mm.

Para o emissor os parâmetros utilizados na simulação foram baseados num LED comercial típico,

com uma potência máxima de emissão de 5 mW com um ângulo de divergência do feixe de 60º. Este

valor para o ângulo de divergência permite atenuar as dificuldades de precisão de alinhamento com o

recetor.

No que diz respeito aos parâmetros de canal, o fator de transmitância da pele, 𝑇, é selecionado a

partir da equação (3.1, consoante o comprimento de onda de trabalho e a espessura de pele considerada,

de acordo com o coeficiente de atenuação utilizado no modelo (Figura 3.2). Para calcular o fator de

desalinhamento, D, definiu-se uma distância de 1 cm entre o LED e a pele. O desalinhamento lateral e

angular, foram considerados inexistentes. A corrente produzida pela iluminação de fundo é calculada de

acordo com o modelo descrito na secção 3.1.3.

Foram selecionados um fotodíodo PIN Si para os comprimentos de onda de emissão entre 400 e

1000 nm e um fotodíodo PIN InGaAs para os comprimentos de onda de emissão entre 1050 e 1700 nm

– Figura 3.15. Os principais requisitos de seleção dos fotodetetores reais, nos quais se basearam os

parâmetros da simulação, foram: i) dimensões realistas para uma implantação no corpo humano; ii)

largura de banda com capacidade de acompanhar o débito de dados do sinal; iii) curva de responsividade

suficientemente ampla.

Na Tabela 3.3 é apresentado um resumo dos parâmetros da simulação para os componentes

selecionados, de acordo com os requisitos descritos.

A simulação foi efetuada para um tempo de transmissão de 0,1 segundos, com o objetivo de se

gerarem 100 000 bits, sendo que se utilizaram 100 amostras por bit (tempo de amostragem de 10 ns).

42

Unidade de sistema

Componente Parâmetro Símbolo Valor

Emissor LED

Débito binário Db 1 Mbps

Potência ótica emitida pemi 3 mW

Comprimento de onda λ 400 - 1550 nm

Ângulo de divergência θdiv 60º

Canal Pele

Espessura de pele δ 0 - 4 mm

Distância emissor-pele d 1 cm

Transmitância T T(λ)

Fator de desalinhamento

D 𝐷(𝑧, Δ𝑅𝑥 , 𝛼)

Recetor

1) Si

Largura de banda B 30 MHz

Responsividade R R1(λ)

Área efetiva Aef 1,10 mm2

Potência equivalente de ruído

NEP 6,7 x 10-15 W/Hz1/2

Corrente de escuro Idark 0,05 nA

2) InGaAs

Largura de Banda B 18 MHz

Responsividade R R2(λ)

Área efetiva Aef 0,92 mm2

Potência equivalente de ruído

NEP 5,0 x 10-15 W/Hz1/2

Corrente de escuro Idark 0,07 nA

Tabela 3.3 – Parâmetros da simulação.

43

Figura 3.15 – Responsividade dos dois PINs utilizados na simulação: a) R1: PIN de Si; b) R2: PIN de InGaAs.

Na Figura 3.16, apresenta-se um exemplo de um segmento do sinal de dados, resultante da

simulação, com o objetivo de comparar o seu estado na receção com a emissão. Este exemplo, foi

realizado para o comprimento de onda de 630 nm, para uma espessura de pele de 2 mm, num ambiente

com uma iluminação típica de interior (500 lux) por LED(s) branco(s). Comparando as duas fases do

sinal, observa-se a diminuição do nível energético médio de seis ordens de grandeza do sinal à saída do

emissor, para o sinal recebido, depois de ser convertido para o domínio elétrico. Esta diminuição do nível

energético médio, deve-se à atenuação causada pelo canal, principalmente pela espessura da pele, mas

também pelo desalinhamento longitudinal do feixe ótico. Perdas de energia na conversão do sinal ótico

para sinal elétrico, são também causadoras da atenuação verificada. Além disso, observa-se uma

degradação do sinal de dados recebido, devido às fontes de ruído no recetor.

Figura 3.16 – Amostra da simulação do sinal transmitido, num intervalo de tempo de 25 μs, para um comprimento de onda de emissão de 630 nm, para uma espessura da pele de 2 mm, num ambiente de

interior iluminado por LED(s) branco(s) (500 lux). a) Sinal ótico emitido; b) sinal elétrico no recetor.

44

A Figura 3.17 apresenta o histograma da distribuição dos níveis de amplitude e o diagrama de olho

normalizado ao valor máximo da corrente elétrica do mesmo sinal de dados recebido apresentado na

Figura 3.16. No histograma a parte da esquerda corresponde aos níveis de amplitude associados ao

símbolo 0, e a parte da direita correspondente aos níveis de amplitude associados ao símbolo 1.

Observa-se que o aparecimento do nível de ruído observado no diagrama de olho teve como

consequência um aumento no desvio padrão na distribuição do nível de amplitude correspondente a

cada símbolo. Isto significa uma maior dispersão dos níveis de amplitude correspondentes a cada

símbolo, aumentando a probabilidade de erros no processamento de cada bit, uma vez que aumenta a

ambiguidade na deteção de cada símbolo. O efeito que se observa, relativamente à largura superior da

distribuição dos níveis de amplitude correspondentes ao símbolo 1, relativamente ao símbolo 0, é devido

do ruído quântico. Isto deve-se ao facto de os níveis de amplitude de corrente elétrica correspondentes

ao símbolo 1 serem superiores aos do símbolo 0. Tendo em conta que a variância do ruído quântico é

dependente do nível corrente elétrica recebida, o ruído para o símbolo 1 vai ser superior ao do símbolo

0, observando-se uma maior dispersão dos níveis de amplitude correspondentes ao símbolo 1.

Figura 3.17 – Sinal elétrico no recetor para um comprimento de onda de emissão de 660 nm, para uma espessura de pele de 2 mm, num ambiente de interior iluminado por LED(s) branco(s) (500 lux).

a) Histograma do sinal; b) diagrama de olho do sinal.

45

Capítulo 4 : Resultados da Simulação

Conforme o modelo transdérmico apresentado no capítulo anterior, os principais fatores que

afetam a qualidade do sinal ótico recebido, são a espessura da pele, a iluminação de fundo, o

desalinhamento e o ruído próprio do recetor. A divergência do feixe foi considerada constante, uma vez

que a distância entre o emissor e a pele foi mantida invariante (1 cm), sendo que o impacto da espessura

da pele é desprezável nesta variável. O desalinhamento lateral e angular foram considerados nulos,

nesta simulação. Assim, de acordo com os parâmetros enunciados no Capítulo 3, foi efetuada a

simulação do modelo transdérmico, cujos resultados se apresentam neste capítulo.

4.1 Qualidade do Sinal

O sinal recebido depois de convertido para o domínio elétrico, é desacoplado em duas

componentes – AC (componente de dados) e DC (componente energética). Para a obtenção do diagrama

de olho, a componente de dados foi normalizada à amplitude máxima do sinal. As Figura 4.1 e Figura

4.2 apresentam os resultados do diagrama de olho, da componente de dados do sinal ótico, para quatro

espessuras de pele e oito comprimentos de onda ilustrativos, num ambiente exposto a iluminação solar

e num ambiente de escuridão, respetivamente. Em ambas as figuras observa-se que para o mesmo

comprimento de onda de emissão existe uma maior degradação do diagrama de olho, com o aumento

da espessura da pele, uma vez que mais tecido corresponde a uma maior atenuação do sinal.

Variando o comprimento de onda de trabalho, para uma mesma espessura de pele, observa-se

que, para a região espectral do visível, a degradação do diagrama de olho diminui com o aumento do

comprimento de onda. Quanto à região espectral de infravermelhos, observa-se uma diminuição da

degradação do diagrama de olho, registando-se os diagramas de olho menos degradados para os

comprimentos de onda de emissão 1100 e 1300 nm, sendo que no comprimento de onda de 1500 nm

volta-se a registar uma maior degradação. Tais comportamentos, estão coerentes com a curva do

coeficiente de atenuação, em função do comprimento de onda, apresentada na secção 3.1.1 (Figura 3.2).

Isto confirma que a degradação apresentada para o comprimento de onda de 1500 nm, se deve ao facto

da entrada na região crítica, onde o coeficiente de atenuação da pele é extremamente elevado.

Comparando os resultados apresentados pelas Figura 4.1 e Figura 4.2, verifica-se um substancial

aumento geral na degradação dos diagramas de olho. Isto deve-se à passagem de um ambiente em

escuridão para um ambiente exposto à iluminação solar, o qual vai produzir uma corrente elétrica que

vai aumentar o nível DC do sinal recebido. Como o ruído quântico é dependente do nível de corrente

elétrica produzida no recetor (como foi demonstrado na secção 3.3), demonstra-se o facto de que a

receção de um nível de corrente elétrica superior, aumenta a degradação do sinal. Estes resultados

demonstram que a comunicação é vantajosa num cenário sem qualquer fonte de iluminação ambiente,

no qual é possível ter limites de espessuras de pele mais elevados para um determinado nível de

degradação máximo do sinal.

46

Figura 4.1 – Diagramas de olho da componente de dados detetada para diferentes comprimentos de onda do sinal ótico e diferentes espessuras da pele, para um ambiente de escuridão.

47

Figura 4.2 – Diagramas de olho da componente de dados detetada para diferentes comprimentos de onda do sinal ótico e diferentes espessuras da pele, para um ambiente exposto a iluminação solar.

48

Quantificando as observações registadas para os diagramas de olho, realizou-se o estudo do fator

de qualidade, 𝑄, para os comprimentos de onda de 400 a 1700 nm (com um passo máximo de 50 nm),

para espessuras de 0 a 4 mm (com um passo de 0,1 mm), em diferentes ambientes de iluminação.

Como se pode observar na Figura 4.3, o fator de qualidade varia no espectro consoante o

coeficiente de atenuação espectral da pele (Figura 3.2). Isto demonstra que consoante o comprimento

de onda de emissão, o fator de qualidade varia de acordo com a transmitância espectral da pele.

Relativamente ao efeito da espessura da pele na qualidade do sinal, o fator 𝑄 diminui com o

aumento da espessura da pele, qualquer que seja o comprimento de onda de emissão, devido ao

aumento de atenuação associado à existência de mais tecido.

No que diz respeito aos resultados em diferentes ambientes de iluminação, estes impõe um

aumento ou diminuição do fator de qualidade do sinal para o mesmo comprimento de onda e espessura

da pele. A maior disparidade regista-se para o cenário de iluminação solar, no qual se observa uma

diminuição generalizada do fator de qualidade em comparação com os outros dois ambientes de

iluminação. Confirma-se, assim, que a corrente produzida pela iluminação solar vai provocar uma

diminuição na qualidade do sinal de dados. Por outro lado, a iluminação obtida por LED(s) branco(s) (500

lux) pode ser comparada ao ambiente de ambiente de escuridão total, não se observando diferenças

significativas nos dados obtidos para o fator de qualidade nestes dois ambientes. Isto pode significar uma

vantagem em termos de comunicação, tendo em conta que uma ligação ótica transdérmica num espaço

interior, com uma iluminação típica (500 lux), não vai afetar o sinal ótico significativamente. Ou seja, a

degradação observada nos diagramas de olho da Figura 4.1, é similar para um ambiente iluminado com

LED(s) branco(s) a 500 lux, podendo-se obter, aproximadamente, os mesmos limites de espessura de

pele de um ambiente em escuridão total, para uma determinada qualidade de comunicação requerida.

Assim, depois de observadas as variações do fator de qualidade com o comprimento de onda de

emissão, espessura da pele e ambiente de iluminação, conclui-se que os comprimentos de onda de

emissão ótimos se situam na região espectral entre 1100 e 1300 nm. Os dados retirados da simulação

indicam os comprimentos de onda de emissão 1250 e 1300 nm como sendo os melhores para

desempenhar a comunicação transdérmica, uma vez que apresentam os mais elevados limites de

espessura de pele para uma determina qualidade do sinal de dados.

49

Figura 4.3 – Fator de qualidade nos três cenários de iluminação: a) luz solar; b) escuridão; c) LED(s) branco(s) a 500 lux.

50

Com o objetivo de verificar os limites de espessura de pele para diferentes requisitos de qualidade,

a Tabela 4.1 apresenta as espessuras máximas, para um determinado fator de qualidade 𝑄 requerido,

para vários comprimentos de onda de emissão ilustrativos, nos dois cenários de iluminação extremos –

luz solar e escuridão total. Os parâmetros da simulação mantêm-se iguais para estes resultados (Tabela

3.3). Assim, estenderam-se os resultados da simulação para mais espessuras de pele (até 5 mm),

permitindo identificar os limites de espessura para os fatores de qualidade da comunicação apresentados

na Tabela 4.1.

Da observação dos dados apresentados, retira-se que limites de espessura da pele realistas (a

partir de 1 mm), obtêm-se a partir dos 600 nm. Confirma-se também, que a região espectral crítica, de

maior atenuação da pele, no qual está inserido o comprimento de onda 1500 nm, impõe uma diminuição

nos limites de espessura de pele, sendo o comprimento de onda de emissão 1100 nm, de todos os

registados na tabela, o que apresenta os maiores limites de espessura de pele, para uma determinada

qualidade. Os resultados demonstram também, que para aumentar os limites de espessura de pele,

pode-se recorrer a uma diminuição do requisito de qualidade da comunicação. Por outro lado, verifica-

se um aumento generalizado dos limites de espessura de pele no ambiente de escuridão, confirmando

as vantagens de comunicação sem a existência de luz ambiente. Estes resultados estão coerentes com

a literatura, apresentada no estado da arte (Capítulo 2), que indica janelas espetrais que maximizam a

penetração ótica na pele entre 600 e 1300 nm [6], [15], [97].

Espessuras de pele máximas

(mm)

Q > 4,3 Q > 6,0 Q > 7,1

BER < 10-5 BER < 10-9 BER < 10-12

Co

mp

rim

en

to d

e o

nd

a

400 nm 0,3 (0,8) 0,3 (0,8) 0,3 (0,8)

600 nm 1,2 (2,1) 1,1 (2,0) 1,1 (1,9)

800 nm 2,3 (3,2) 2,2 (3,0) 2,1 (2,9)

1100 nm 4,4 (4,9) 4,2 (4,7) 4,0 (4,4)

1500 nm 1,3 (2,1) 1,2 (2,0) 1,1 (1,9)

Tabela 4.1 – Espessuras máximas da pele para diferentes requisitos de qualidade, em diferentes

comprimentos de onda, num ambiente sob iluminação solar (escuridão).

4.2 Nível Médio da Corrente Elétrica

Depois de avaliada a componente de dados do sinal ótico (componente AC do sinal), estudou-se

a componente energética do sinal ótico (componente DC do sinal). O objetivo do estudo da variação do

nível médio da corrente que chega ao recetor, consoante o comprimento de onda de trabalho e a

espessura da pele, foi avaliar a influência do nível energético recebido na degradação do sinal.

51

Assim, à semelhança da simulação realizada para o fator de qualidade, registaram-se os valores

da média do nível de corrente na receção para os comprimentos de onda de emissão entre 400 e 1700

nm, para as espessuras de pele de 0 até 4 mm. Os valores são apresentados sobre a forma do logaritmo

da média da corrente (log10 𝐼)̅ – Figura 4.4 – para uma melhor visibilidade gráfica das variações.

A figura demonstra, mais uma vez, a semelhança dos ambientes de iluminação interior a 500 lux

com LED(s) branco(s) e escuridão total. Quanto à evolução do nível médio de corrente com a espessura

de pele, é geral nos três ambientes que a componente contínua da corrente elétrica diminui com a

espessura de pele, devido ao aumento de atenuação associado. No entanto, note-se que os níveis de

corrente são significativamente superiores no caso do ambiente exposto a luz solar (podem chegar a ser

duas ordem de grandeza superiores para o mesmo comprimento de onda e espessura de pele), o que

torna a amplitude da corrente menos dependente do comprimento de onda de emissão, em comparação

com os outros dois casos. Ou seja, a componente contínua da corrente elétrica gerada pela iluminação

proveniente da luz solar, sobrepõe-se totalmente à componente contínua da corrente elétrica do sinal de

dados emitida pelo LED, elevando o nível DC do sinal total, resultante da soma destas duas

componentes. Assim, observa-se que as variações reproduzidas pela dependência do comprimento de

onda tornam-se desprezáveis, pois o nível de corrente produzida pelo LED emissor pode ser até ~100

vezes inferior ao nível de corrente produzida pela iluminação de luz solar. Estes resultados justificam a

maior degradação dos diagramas de olho e, consequentemente, a diminuição geral do fator de qualidade

para o ambiente com iluminação de luz solar, uma vez que a variância do ruído quântico no recetor é

dependente da amplitude da corrente, como já foi referido. Por outro lado, verifica-se que nos ambientes

de iluminação de LED(s) branco(s), a variação do nível energético recebido, é idêntica à evolução do

fator de qualidade no espectro – para os mesmos comprimentos de onda, o nível de corrente recebido

corresponde a um fator de qualidade. Também se confirma, portanto, que a corrente elétrica produzida

por LED(s) branco(s) num ambiente com uma iluminação típica, não é significativa a nível energético, o

que justifica os resultados obtidos para o fator de qualidade na Figura 4.3. Isto fundamenta a sua

similaridade com o ambiente de escuridão, no qual o fator de qualidade está unicamente dependente do

nível energético recebido, ou seja, da penetração da radiação ótica na pele, onde a única energia

recebida pertence ao sinal de dados. Note-se que a descontinuidade nos resultados, visível

principalmente no gráfico correspondente ao ambiente exposto a luz solar, na Figura 4.4, é devido à

mudança de recetor na simulação (PIN de Si até 1000 nm e PIN de InGaAs de 1050 a 1700 nm).

Com o objetivo de demonstrar as diferenças no nível de corrente proveniente do sinal ótico

recebido, entre os ambientes de escuridão e iluminado por LED(s) branco(s) a 500 lux, não visíveis na

Figura 4.4, apresenta-se a Figura 4.5. Nesta figura, ilustram-se valores do nível médio de corrente elétrica

no recetor, gerados pelo sinal ótico recebido. Continua-se a observar a diferença abrupta entre o cenário

exposto à luz solar e os outros dois, no entanto já são visíveis, apesar de pouco significativas, as

diferenças no nível médio de corrente elétrica no recetor entre o ambiente de escuridão e o ambiente

típico de interior com LED(s) branco(s). De facto, compreende-se esta discrepância, tendo em conta que

a intensidade de radiação solar pode chegar aos 1000 W/m2 ([88]), e a do LED branco, para o caso de

uma iluminância de 500 lux, mediu-se cerca de 1,5 W/m2, coerente com os resultados apresentados em

[86].

52

Figura 4.4 – Logaritmo na base 10 da média da corrente elétrica recebida, nos três cenários de iluminação: a) luz solar; b) escuridão; c) LED(s) branco(s) a 500 lux.

53

Figura 4.5 – Corrente elétrica média para diferentes espessuras de pele, nos três ambientes de iluminação estudados, para o comprimento de onda de 750 nm.

4.3 Efeito de Desalinhamento

Outro dos fatores descritos no modelo transdérmico que influencia na perda de potência

transmitida é o desalinhamento entre o emissor e o recetor. Para colmatar as dificuldades de alinhamento

entre o emissor e o recetor, recorre-se à abertura do feixe ótico, através do ângulo de divergência do

emissor selecionado. Por outro lado, a divergência do feixe ótico tem também perdas de potência

associadas (desalinhamento longitudinal). Deve, portanto, haver um compromisso entre um ângulo de

divergência do emissor, que permita mitigar as dificuldades práticas de alinhamento entre os eixos do

emissor e do recetor, e as perdas de potência associadas ao desalinhamento longitudinal (ou divergência

do feixe). Ou seja, um ângulo de divergência do emissor reduzido aumenta a probabilidade de perdas de

potência por desalinhamento lateral, enquanto que um ângulo de divergência do emissor elevado

aumenta a perda de potência por divergência do feixe.

Com o objetivo de estudar a relação entre o ângulo de divergência do emissor e o desalinhamento

lateral entre os eixos do emissor e do recetor, obtiveram-se os resultados do fator de qualidade da ligação

transdérmica para uma série de ângulos de divergência (10 a 170º, com um passo de 10º) e desvios

laterais (0 a 10 mm, com um passo de 1 mm) – Figura 4.6. Aplicando o modelo Gaussiano de distribuição

de potência no feixe emitido (secção 3.1.3), a simulação foi efetuada para os mesmos parâmetros

apresentados na secção 3.4.2 (Tabela 3.3), para um comprimento de onda de emissão típico de um LED

infravermelho de 950 nm e uma espessura de pele intermédia de 2 mm, num ambiente exposto a

iluminação solar.

Dos dados apresentados na Figura 4.6, observa-se que a qualidade do sinal recebido diminui com

o aumento do ângulo de divergência do emissor para um mesmo desvio lateral, uma vez que o aumento

11,68

0,42 0,42

6,47

0,19 0,20

0

2

4

6

8

10

12

Luz solar Escuridão LED branco @ 500 lux

I (μ

A)

1,0 mm 1,2 mm

54

da área projetada pelo feixe ótico implica menos potência recebida na área efetiva do recetor. Confirma-

se também, que a qualidade do sinal recebido diminui com o aumento do desvio lateral para um mesmo

ângulo de divergência do emissor, visto que para além de existir uma maior concentração de potência

no centro do feixe ótico, este pode não chegar a cobrir a totalidade da área efetiva do recetor.

Relacionando as duas variáveis em causa, observa-se que com o aumento do ângulo de divergência, é

possível manter a qualidade da comunicação, para maiores desalinhamentos laterais. No entanto, existe

um limite nesse ângulo de divergência, no qual a perda de potência associada compromete o alcance de

uma determinada qualidade requisitada, mesmo com um alinhamento lateral perfeito entre o emissor e

o recetor (desvio lateral de 0 mm).

Figura 4.6 – Fator de qualidade em função do ângulo de divergência do emissor e do desalinhamento lateral, para um comprimento de onda de 950 nm e uma espessura de pele de 2 mm, num ambiente exposto

a iluminação solar.

4.4 Capacidades de Recolha de Energia

A avaliação da componente energética do sinal (nível DC), realizada na secção anterior, é um

dos fatores do estudo do efeito da atenuação do sinal com a espessura de pele e comprimento de onda,

mas serve, também, para avaliar as capacidades de recolha de energia por parte do recetor implantado.

Observou-se que o sistema transdérmico num ambiente exposto a luz solar produz um nível médio de

corrente claramente superior aos outros dois estudados (escuridão e WLED @ 500 lux). Este cenário

provoca um aumento de ruído no recetor, mas por outro lado proporciona maiores capacidades

relativamente à possibilidade de captação de energia. A existir esta possibilidade via radiação ótica, esta

torna-se uma alternativa vantajosa relativamente à captação de energia RF, realizada atualmente, uma

vez que atenua problemas de IEM. Tendo em conta o aumento da degradação do sinal recebido

provocado pelo aumento do nível energético, pretende-se maximizar as capacidades de recolha de

energia, não descurando a qualidade de comunicação. Um compromisso entre a qualidade de

55

comunicação e uma recolha de energia aceitável é o desafio principal para a conceção de um dispositivo

que pretenda integrar este módulo.

Assim, para o caso mais relevante em termos de possibilidades de recolha de energia (iluminação

de luz solar), foram-se estudar quais as regiões espetrais que maximizam simultaneamente a qualidade

de comunicação e a recolha de energia. Para isso, a métrica utilizada consistiu na multiplicação dos

dados para o fator de qualidade pelo nível médio de corrente elétrica no recetor, normalizados aos seus

respetivos valores máximos. Para uma melhor visualização das variações graficamente, aplicou-se o

logaritmo na base 10 aos resultados obtidos da multiplicação das duas grandezas referidas.

Na Figura 4.7 apresentam-se os resultados da métrica utilizada para avaliar a conjugação da

qualidade da comunicação com a capacidade de recolha de energia. Demonstra-se assim, que a região

espectral entre 1100 e 1300 nm continua a conter os melhores comprimentos de onda para a

comunicação, maximizando-se a energia recebida. Estes resultados podem-se explicar pela diminuta

variação do nível de corrente elétrica total gerada no recetor com o comprimento de onda de emissão.

Uma vez que a corrente gerada pela iluminação solar é muito superior (pode ser cerca de 10 a 1000

vezes superior), as variações com comprimento de onda de emissão do nível de corrente gerado pelo

sinal de dados, tornam-se desprezáveis.

No caso do ambiente com iluminação típica de LED(s) branco(s), verificou-se na secção anterior,

que o nível de corrente adicional gerado pela iluminação artificial é desprezável, face à energia

transmitida pelo sinal de dados. Assim, este ambiente assemelha-se ao ambiente de escuridão, em que

o nível energético gerado no recetor corresponde unicamente à potência do sinal de dados. Portanto,

nestes dois ambientes, a região que maximiza a recolha de energia é a mesma que maximiza a qualidade

da comunicação, ou seja, igualmente a região entre 1100 e 1300 nm (Figura 4.3).

Retira-se, assim, que o fotodíodo ideal, para um sistema ótico transdérmico, que pretenda

contemplar o módulo da recolha de energia, deve ter uma região de deteção sensível na região espectral

referida – 1100 a 1300 nm – pelo que se aconselha a utilização de um PIN de InGaAs (Figura 3.13).

Figura 4.7 – Logaritmo na base 10 do fator de qualidade multiplicado pelo nível médio de corrente recebido, normalizados aos seus valores máximos.

56

Ainda relativamente às características do recetor, com o objetivo de aumentar a energia recolhida,

é possível aumentar a área efetiva do fotodíodo. No entanto, a receção de mais energia pode delimitar

a qualidade da comunicação, uma vez que o nível de corrente elétrica no recetor pode ter efeitos de

degradação no sinal. Por este motivo, foi-se estudar a relação entre o fator de qualidade e o nível médio

de corrente no recetor, em função área efetiva do fotodíodo. A Figura 4.8 apresenta os resultados obtidos

para um sinal ótico ilustrativo, transmitido num comprimento de onda ideal de 1100 nm, considerando

uma espessura de pele de 4 mm, no melhor ambiente para recolha de energia (iluminação de luz solar).

Figura 4.8 – Corrente elétrica média/fator de qualidade do sinal ótico que chega ao recetor, em função da área efetiva do fotodíodo, para um comprimento de onda de emissão de 1100 nm e uma espessura da pele

de 4 mm.

Da observação da Figura 4.8, verifica-se que o aumento do nível de corrente elétrica produzida da

receção do sinal ótico provoca um aumento do fator de qualidade. No entanto, a partir de um determinado

valor de corrente elétrica produzida, assiste-se a uma saturação do fator de qualidade, que se explica

pelo facto de o ruído causado pelo nível corrente não compensar o aumento da qualidade do sinal.

Conclui-se, portanto, que existem limites para área efetiva do fotodíodo para uma determinada qualidade

de comunicação requerida, dependendo do comprimento de onda de emissão e da espessura de pele

consideradas. Assim sendo, a maximização da área efetiva do fotodíodo corresponde a uma

maximização da energia recolhida, mas não necessariamente da qualidade do sinal.

Nesta situação específica, o fator de qualidade máximo regista-se para uma área efetiva de 200

mm2, na qual se obtém uma corrente elétrica produzida de 3,3 μA. Tendo em conta que este exemplo é

referente a uma espessura de pele de 4 mm (valor elevado para uma espessura de pele real – Figura

3.1), capacidades de recolha de energia na ordem dos μA, são alcançáveis. Considere-se o exemplo de

um pacemaker, cuja corrente de funcionamento é de 20 μA, tipicamente [12]. Tendo em conta dimensões

típicas de 5 cm x 4 cm x 0,7 cm [12], este pacemaker permite a implementação de um fotodíodo com

uma área de receção de 20 cm2. No caso abordado na Figura 4.8, o decréscimo do fator de qualidade

57

na região de saturação não é significativo, pelo que considerando uma área efetiva do fotodíodo de 10

cm2, atinge-se um nível de corrente elétrica produzida de cerca de 15 μA (para um fator de qualidade de

~22). Desprezando quaisquer perdas energéticas associadas ao armazenamento da energia recolhida,

este valor de corrente elétrica produzida, pode repor até 75 % da energia consumida pelo pacemaker,

potenciando assim a durabilidade da bateria utilizada. Conclui-se, portanto, que num ambiente exposto

a iluminação solar, podem-se obter valores relevantes de corrente elétrica produzida, para aplicações

em IMDs de reduzido consumo energético, tais como pacemakers.

58

59

Capítulo 5 : Implementação Experimental

No Capítulo 2 reportam-se estudos laboratoriais para transmissões óticas transdérmicas. Devido

a questões éticas, técnicas e de regulamentação, sobre a utilização de pele humana, estes estudos

realizam testes com espécimes animais (porco, galinha, coelho, etc.). Apesar da pele animal ter

diferentes propriedades, com diferentes resultados nos testes efetuados, relativamente à pele humana,

as peles animais surgem como uma alternativa razoável, pois apresentam janelas óticas de transmissão

similares [6]. Nesta implementação experimental, pretendeu-se estudar a atenuação do sinal ótico, com

o objetivo de demonstrar a possibilidade de comunicação transdérmica com sistemas de baixo custo.

Para isso, utilizaram-se três espécimes animais – fiambre de porco, pele de porco e pele de galinha. Este

estudo passou pela implementação de duas análises experimentais:

1) Análise da atenuação espectral.

2) Análise da função de transferência.

5.1 Descrição Experimental

5.1.1 Atenuação Espectral

Este estudo teve como objetivo analisar a absorção espetral de um dos espécimes abordados,

nomeadamente, fiambre de porco. Para isso, analisou-se o espectro da intensidade luminosa da

incidência de radiação de uma fonte de luz branca num espectrómetro. Comparando o espectro incidente

na amostra, proveniente de uma fonte de luz branca de elevada largura espectral, com o espectro

transmitido através da amostra, é possível determinar a atenuação provocada pelo espécime.

Na Figura 5.1, ilustra-se um esquema da montagem realizada para esta análise. Nesta

implementação experimental, utilizou-se uma fonte de luz branca, uma amostra de fiambre de porco com

0,68 mm de espessura, fixa entre duas folhas de acetato, e um espectrómetro (Ocean Optics USB4000).

O procedimento começou pela medição do espectro de emissão da radiação resultante da

incidência do sinal proveniente de uma fonte de luz branca. Tendo em conta que para se segurar a

amostra biológica se utilizaram duas folhas de acetato (com uma espessura de 0,09 mm cada), foi

igualmente medido o espectro de absorção de uma folha de acetato, com objetivo de contabilizar este

fator no cálculo da atenuação. Por fim, foi medido o espectro da intensidade da radiação transmitida

através da amostra biológica referida. Os espectros finais registados para todos os cenários foram

resultado da média da medição de dez espectros. Os tempos de aquisição utilizados para a medição dos

espectros resultantes da radiação da incidência direta e através da folha de acetato foram de 5 ms. Para

a medição da intensidade de radiação espectral através da amostra biológica, utilizou-se um tempo de

aquisição de 100 ms. Esta disparidade deve-se ao facto da intensidade luminosa recebida no

espectrómetro através da amostra biológica ser significativamente inferior (cerca de 20 vezes inferior),

pelo que da medição espectral neste cenário exige um maior tempo de aquisição. Tendo em conta esta

diferença nos tempos de aquisição na medição espectral, os dados obtidos do espectrometria foram

posteriormente ajustados para o cálculo do coeficiente de atenuação.

60

Figura 5.1 – Esquema da montagem da análise espectral.

Na Figura 5.2, apresenta-se o coeficiente de atenuação obtido experimentalmente para a amostra

de fiambre de porco. Note-se que, se regista uma atenuação decrescente no espectro visível, coerente

com os resultados apresentados na simulação do modelo transdérmico abordado nesta dissertação.

Figura 5.2 – Coeficiente de atenuação do espécime fiambre de porco obtido experimentalmente através da análise de absorção espectral.

5.1.2 Função de Transferência

Nesta implementação experimental, pretendeu-se registar a função de transferência, dada pela

transmissão de um sinal ótico, através de vários espécimes animais. O objetivo da experiência foi não

só determinar a atenuação da radiação ótica provocada pelos espécimes, mas também testar a

exequibilidade da transmissão transdérmica para várias frequências de modulação. Os espécimes

estudados foram fiambre de porco, pele de galinha e pele de porco, sendo que se indicam as respetivas

espessuras na Tabela 5.1, medidas com recurso a um paquímetro. Na Figura 5.3, ilustra-se a montagem

61

do sistema transdérmico implementado, onde é possível observar os circuitos do emissor e do recetor

separados por uma amostra biológica. Para segurar os circuitos do emissor e do recetor, mantendo o

alinhamento entre os seus eixos, utilizou-se um suporte de acrílico.

Tipo Espessura

Espécime 1 Fiambre de porco 0,28 mm

Espécime 2 Pele de galinha 1,29 mm

Espécime 3 Pele de porco 2,50 mm

Tabela 5.1 – Espécimes biológicos utilizados na implementação experimental.

Figura 5.3 – Fotografia da montagem do sistema transdérmico.

Com o objetivo de obter uma referência para determinar a atenuação imposta por cada um dos

espécimes, registou-se a resposta em frequência da função de transferência do sinal transmitido para a

incidência direta de radiação. Assim, o cálculo da atenuação do espécime determinou-se a partir da

diferença entre os resultados da resposta em frequência da incidência direta e os resultados da resposta

em frequência de cada um dos espécimes. A experiência foi realizada para vários LEDs, com diferentes

comprimentos de onda de emissão, com o objetivo de se determinar o coeficiente de atenuação dos

espécimes em vários pontos do espectro. As referências e especificações técnicas dos LEDs utilizados

sumarizam-se na Tabela 5.2 e na Figura 5.4 apresentam-se os respetivos espectros de emissão. Note-

se que só se mediram os espectros dos LEDs na região espectral do visível, devido a limitações do

espectrómetro utilizado. Assim sendo, para os espectros dos LEDs infravermelhos, apresentam-se os

valores retirados das respetivas fichas técnicas. Relativamente ao recetor, utilizou-se um PIN de silício,

cuja responsividade é semelhante à apresentada na Figura 3.15.a, sendo que se sumarizam as suas

especificações técnicas na Tabela 5.3.

62

Denominação Fabricante Referência Cor Comp.

de onda (nm)

IF (mA)

VF (V)

Intensidade de radiação

Ângulo de divergência

(o)

B Multicomp MCL034SBLC Azul 472 20 3,5 1,45 cd 36

Y TTElectronics OVLFY3C7 Amarelo 595 20 2,0 4,00 cd 30

W Lumex SLX-

LX3054UWC Branco

550 (típ.)

20 3,5 3,30 cd 30

IR 1 Kingbright L-53SF4C - 880 20 1,6 15 mW/Sr 20

IR 2 Kingbright L-53F3C - 940 20 1,6 30 mW/Sr 20

Tabela 5.2 – Especificações técnicas dos LEDs utilizados na implementação experimental.

IF – Corrente de polarização do LED. VF – Tensão aos terminais do LED para uma corrente IF.

Figura 5.4 – Espectros de emissão dos LEDs utilizados na implementação experimental.

Referência Tipo Área

efetiva

NEP

(W/Hz1/2)

Corrente de escuro

Tempo de subida/descida (RL= 50 Ω, 20 V)

Thorlabs FDS100

PIN de Si 13 mm2 1,2 x 10-14 1,0 nA (típ.)

20,0 nA (max.) 10 ns / 10 ns

Tabela 5.3 – Especificações técnicas do fotodíodo utilizado na implementação experimental.

RL – impedância característica.

63

Para a análise da resposta em frequência da função de transferência do sinal transmitido, utilizou-

se um Vector Network Analyzer (VNA) (hp 8753D, 30 kHz – 3 GHz). Este equipamento permite

caracterizar os componentes de circuitos elétricos, medindo os seus efeitos na amplitude e fase em sinais

de teste, através de um varrimento de frequências. Uma das formas de caracterização é através dos

parâmetros de espalhamento, S. Mais especificamente, nesta experiência foram retirados os valores da

magnitude dos parâmetros S21, que representam as perdas de inserção, em dB, do sinal sinusoidal

aplicado. Para esse efeito foi realizada uma calibração full 2-port no VNA [98].

Na Figura 5.5, apresentam-se os esquemas respetivos do circuito do emissor e do recetor

utilizados. Relativamente ao circuito do emissor, tendo em conta que o sinal sinusoidal imposto pelo VNA

é descrito pelo nível de corrente, é de referir que se utilizou um transístor bipolar (com uma configuração

emissor-comum com resistência de emissor), com o objetivo de controlar a corrente que atravessa o

LED. Destaca-se também a utilização de um filtro passa-alto, composto por um condensador e pela

resistência de entrada, cuja frequência de corte é 30 kHz. Quanto ao circuito do recetor, é de referir a

utilização de um filtro DC, com o objetivo de eliminar componentes de alta frequência provenientes da

fonte de alimentação. A largura de banda do circuito do recetor é de, aproximadamente, 132 MHz e é

limitada pela capacidade característica do fotodíodo (~24 pF) e pela resistência de saída. Note-se que

se utilizou uma resistência de entrada e saída de 50 ohms, nos circuitos do emissor e do recetor,

respetivamente, para garantir a adaptação do sinal processado no VNA (impedância característica de

50 Ω).

Figura 5.5 – Esquema dos circuitos do emissor e do recetor e respetivos parâmetros dos componentes utilizados.

64

Da observação da Figura 5.5, detalham-se os seguintes passos do funcionamento dos circuitos:

i) O sinal (1) do VNA é configurado para um varrimento em frequência desde ou 30 KHz a 100

MHz, em modo logarítmico com uma potência de 5 dBm (adaptada para uma carga de 50 Ω).

ii) O sinal é somado a uma componente DC à entrada da base do transístor (2). De seguida, o

sinal de corrente que atravessa o LED será o sinal da base subtraído da tensão de base do

emissor a dividir pela resistência de emissor, tendo em conta que o transístor só conduz acima

de 0,7 V.

iii) O sinal atravessa um canal livre de cerca de 5 mm, através do ar e da amostra biológica, até

ao fotodíodo, no qual é recebido e posteriormente analisado pelo VNA.

Com o objetivo de garantir uma potência recebida superior à sensibilidade do VNA, utilizou-se um

amplificador (Mini-Circuits ZFL-500+), com um ganho de 20 dB e uma largura de banda de 500 MHz.

A montagem final consistiu, portanto, na ligação do circuito do emissor baseado num LED, ao

canal 1 do VNA, e o recetor, baseado num fotodíodo PIN, em série com um amplificador com um ganho

de 20 dB, ligado ao canal 2 do VNA. A tensão de alimentação do circuito do emissor e do recetor foi de

10 V e para o amplificador foi de 15 V. Na Figura 5.6 apresenta-se a montagem experimental final.

Figura 5.6 – Fotografia da montagem da implementação experimental da análise da resposta em frequência e respetivo material.

65

O coeficiente de atenuação dos vários espécimes foi, assim, obtido a partir do registo dos dados

da magnitude do parâmetro S21 obtidos do VNA, para um varrimento de frequências de 30 kHz a 100

MHz, de um sinal sinusoidal, para os LEDs referidos. Na Figura 5.7, observa-se um exemplo da

compilação da resposta em frequência relativa à incidência direta e através dos três espécimes

estudados, para o LED azul (472 nm).

Figura 5.7 – Resposta em frequência da incidência da radiação ótica do LED monocromático azul (472 nm), para uma incidência direta e através dos espécimes 1, 2 e 3.

Da observação da Figura 5.7, confirma-se a possibilidade de transmissão de um sinal ótico através

de uma camada de pele, mesmo para o espécime 3, cuja espessura é de 2,5 mm, não existindo

deformação das respostas em frequência até cerca dos 10 MHz. Por outro lado, verifica-se uma largura

de banda de emissão a -3 dB de cerca de 3 MHz para a incidência direta. Observa-se também que a

largura de banda de emissão não se altera significativamente em nenhum dos espécimes, pelo que não

se detetam efeitos dispersivos no canal transdérmico. Estes resultados demonstram, assim, capacidades

de comunicação que possibilitam débitos superiores ao utilizado na simulação do modelo transdérmico

apresentado nesta dissertação (1 Mbps).

5.2 Análise de Dados

Descrita toda a montagem das implementações experimentais, foram determinados os

coeficientes de atenuação de cada um dos espécimes. Em cada uma das experiências descritas,

registou-se a atenuação dos espécimes relativa a uma situação de incidência de radiação de referência,

possibilitando o cálculo do respetivo coeficiente de atenuação.

Na análise da atenuação espetral, obtiveram-se dados da intensidade luminosa proveniente de

uma fonte de luz branca recebida num espectrómetro. Da razão entre os dados obtidos para cada uma

dos diferentes cenários de incidência, determinou-se o coeficiente de atenuação no espectro.

66

Na análise da resposta em frequência da função de transferência, registaram-se as curvas da

magnitude dos parâmetros S21, da transmissão de um sinal sinusoidal. Através da diferença de cada uma

das curvas com a referência da incidência direta, determinou-se atenuação de cada um dos espécimes,

tendo em conta as suas espessuras.

Os dados dos coeficientes de atenuação, determinados em cada uma das experiências, foram

compilados na Figura 5.8, na qual são comparados com o coeficiente de atenuação reportado para o

modelo do canal transdérmico (Figura 3.2).

Figura 5.8 – Coeficientes de atenuação obtidos experimentalmente e sua comparação com o coeficiente de atenuação reportado (linha a verde). A linha vermelha é obtida dos dados da atenuação espectral e os pontos são relativos aos dados obtidos da análise da função de transferência. Pontos a cheio – LEDs

monocromáticos (B, Y, IR 1 e IR 2). Pontos a vazio – LED branco (W).

Da observação dos resultados apresentados na Figura 5.8, verifica-se que a maior aproximação à

curva do coeficiente de atenuação reportado para derme humana, regista-se para os dados obtidos da

análise da atenuação espectral. Note-se, no entanto, que a discrepância entre a curva obtida na análise

da atenuação espectral e a reportada, aumenta no espectro. Estas divergências podem-se explicar pelas

diferenças biológicas entre o espécime 1 (fiambre de porco) e a pele humana.

Relativamente aos dados obtidos da análise da resposta da função de transferência, retira-se uma

boa aproximação do coeficiente de atenuação obtido experimentalmente para o espécime 1, ao

coeficiente reportado, nos comprimentos de onda correspondentes à região espectral do azul do

infravermelho próximo. De facto, para os LEDs branco e amarelo (595 nm), observa-se uma discrepância

consideravelmente maior (pode chegar a um erro máximo de 30%). Ainda maiores, são as discrepâncias

67

observadas para os espécimes 2 e 3, no qual a pele de porco regista os valores mais baixos para o

coeficiente de atenuação. Tais resultados podem ser explicados por erros sistemáticos experimentais,

nomeadamente:

i) problemas mecânicos de alinhamento entre o emissor e o recetor, e da manutenção da

distância fixa entre o emissor e o recetor (5 mm);

ii) medição imperfeita das espessuras das amostras biológicas.

Por outro lado, as diferenças biológicas entre a derme humana e os espécimes considerados,

impõem as suas divergências naturais nos seus coeficientes de atenuação da radiação ótica.

No entanto, a tendência de evolução do coeficiente de atenuação no espectro mantem-se, no qual

se observa uma diminuição generalizada do seu valor com o aumento do comprimento de onda de

emissão, exceto nos espécimes 1 e 2 para a região espectral de infravermelho próximo, e em todos os

espécimes na região espectral do LED branco. Uma explicação possível para os resultados obtidos que

divergem da tendência reportada, é o facto do feixe ótico dos LEDs infravermelhos ser invisível ao olho

humano, o que torna ainda mais provável a existência de erros de alinhamento. No LED branco, a

atenuação medida é a média dos seus picos de emissão, razão pela qual o coeficiente de atenuação se

observa constante.

Conclui-se, assim, que apesar das discrepâncias observadas principalmente para os espécimes 2

e 3, relativamente ao coeficiente de atenuação reportado, a diminuição do seu valor no espectro, para

os comprimentos de onda estudados, é experimentalmente comprovada para a maioria dos casos.

Portanto, a comunicação é tanto mais vantajosa, quanto maior for o comprimento de onda de emissão,

na região espectral testada, o que condiz com os resultados obtidos na simulação do modelo

transdérmico (Capítulo 4). Por outro lado, demonstra-se que o espécime de fiambre de porco, pode

proporcionar uma aproximação aceitável ao coeficiente de atenuação da derme humana, podendo ser

aproveitado para implementações experimentais com o intuito de simular a pele humana.

Os resultados obtidos complementam, assim, o modelo apresentado nesta dissertação,

demonstrando capacidades de comunicação transdérmicas.

68

69

Capítulo 6 : Conclusões

Na primeira parte desta dissertação foi realizada uma pesquisa sobre os trabalhos reportados mais

relevantes na área das comunicações óticas transdérmicas.

Baseado nos trabalhos citados, foi construído um modelo de uma ligação ótica transdérmica de

um emissor fora do corpo com um recetor implantado. Identificaram-se os principais fatores do canal que

influenciam a perda de potência e a degradação do sinal ótico: a transmitância da pele, influência da

iluminação de fundo e os vários tipos de desalinhamento entre o emissor e o recetor. Foram modeladas

todas as típicas fontes de ruído no emissor (ruído de baixa frequência) e no recetor (ruído térmico e ruído

quântico). O modelo construído foi simulado, em ambiente MATLAB, para um sinal a 1 Mbps, com uma

modulação direta de intensidade (OOK), num esquema NRZ, sendo que o emissor foi baseado num LED

e o recetor num PIN. Os parâmetros da simulação foram baseados nas características típicas de

componentes comerciais.

Verifica-se, que o ambiente exposto a luz solar, é o mais prejudicial para a comunicação, sendo

que o ambiente iluminado por LED(s) brancos, com uma iluminância típica de interior (500 lux), pode-se

comparar a um ambiente de escuridão, em termos de qualidade do sinal de dados recebido. Através do

estudo do nível médio de corrente elétrica gerada no recetor, confirma-se que o ambiente exposto a luz

solar, produz níveis de corrente elétrica cerca de duas ordens de grandeza acima dos dois outros

cenários estudados. Isto justifica uma maior degradação generalizada no sinal ótico, uma vez que um

nível de corrente elétrica mais elevado proporciona um aumento de ruído quântico no recetor. Por outro

lado, o ambiente exposto a luz de LED(s) branco(s) não produz um nível de corrente elétrica

suficientemente significativo para influenciar a qualidade da comunicação. Ainda relativamente ao nível

de corrente elétrica gerada no recetor, foram também abordadas as capacidades de recolha de energia,

por parte do recetor implantado. Desta forma, criou-se uma métrica para averiguar qual a região espectral

que maximiza simultaneamente a qualidade de comunicação e o nível médio de corrente elétrica gerada

no recetor, pelo que se identificou a região entre 1100 e 1300 nm, como a janela ótica que maximiza

estas duas vertentes. Assim, recomenda-se um fotodíodo ideal para desempenhar comunicações óticas

transdérmicas com sensibilidades nesta região espectral, nomeadamente, um PIN de InGaAs. Ainda

relativamente às características do fotodíodo recomendado para ligações óticas através da pele, fez-se

um estudo sobre a influência da dimensão da sua área efetiva na qualidade do sinal. Averiguou-se,

assim, se o potenciamento da recolha de energia através do aumento da área efetiva do fotodíodo

utilizado poderia ter consequências na degradação do sinal, uma vez que isto vai proporcionar um

aumento do nível de corrente elétrica média produzida no recetor. Conclui-se que, existe, efetivamente,

uma saturação do fator de qualidade do sinal ótico a partir de um determinado valor de corrente recebido,

mas que não é significativo, pelo que a área do fotodíodo fica assim limitada pelos requisitos

dimensionais da aplicação pretendida. Identificam-se, assim, níveis de corrente elétrica média recebida,

na ordem dos microamperes, dependendo da espessura da pele e área efetiva do fotodíodo

considerados, valores estes que podem ser relevantes para potenciar a durabilidade de IMDs de baixo

consumo energético, tais como pacemakers.

70

Para finalizar, foi realizada uma implementação experimental, com o objetivo de complementar o

modelo transdérmico abordado. Para isso utilizaram-se três espécimes animais, com a finalidade de

simular a pele humana (fiambre de porco, pele de galinha e pele de porco). Os resultados da análise da

resposta em frequência da função de transferência da transmissão transdérmica demonstram

capacidades de comunicação através de todos os espécimes abordados. Regista-se uma largura de

banda de emissão de cerca de 3 MHz na transmissão de um sinal ótico através de um LED, o que

demonstra capacidades de comunicação que possibilitam débitos binários superiores ao utilizado na

simulação do modelo transdérmico (1 Mbps). Por outro lado, não se registam diferenças na largura de

banda de emissão nos resultados da resposta da função de transferência da transmissão através dos

diferentes espécimes, em comparação com a transmissão em incidência direta de radiação, pelo que

não se identificam efeitos dispersivos no canal transdérmico. Os resultados dos coeficientes de

atenuação comprovam uma diminuição generalizada do coeficiente de atenuação com o aumento do

comprimento de onda no espectro observado, o que é coerente com o modelo transdérmico proposto.

Comprova-se assim, que, na região espectral do visível, existem vantagens de comunicação para os

comprimentos de onda mais elevados. Na região espectral de infravermelhos, comprova-se que até aos

980 nm, a comunicação torna-se ainda mais vantajosa, relativamente à transmissão ótica visível, em

termos de atenuação do sinal ótico. Os resultados experimentais obtidos demonstram, portanto, a

possibilidade de comunicação transdérmica com sistemas de baixo custo.

Trabalho futuro é necessário para estudar mais aprofundadamente as capacidades de recolha de

energia através da radiação ótica, nomeadamente, a iluminância mínima que permite uma recolha de

energia relevante e possibilidades de carregamento de uma bateria que armazene energia suficiente

para proporcionar um aumento significativo do tempo de vida de um IMD. O impacto do consumo

energético de um emissor no interior do corpo e sua exequibilidade é também um complemento a este

estudo. Possibilidades da extensão da transmissão ótica, para recetores implantados em tecidos mais

profundos do corpo humano, são outros dos melhoramentos futuros. Adicionalmente, emissores de baixo

consumo energético que proporcionem maiores débitos binários ou códigos de linha adequados às

características do canal para uma comunicação mais eficiente, são também perspetivas que devem ser

abordadas para a evolução das comunicações óticas transdérmicas.

71

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77

ANEXOS

A.1 Radiometria e Fotometria

A SPD caracteriza a radiação em termos de propriedades físicas – potência por unidade de área

– as quais se aplicam unidades radiométricas. No entanto, as unidades radiométricas são irrelevantes

no que diz respeito à perceção de luz pelo olho humano, pelo que, para caracterizar a quantidade de luz

visível são utilizadas as unidades fotométricas. A unidade fotométrica correspondente ao “Watt” é o

“Lumen”, assim como a propriedade fotométrica correspondente à irradiância é a iluminância, cujas

unidades são o watt por metro quadrado (W/m2) e o lumen por metro quadrado (lm/m2), também

conhecido por lux – lx), respetivamente. A conversão entre as unidades radiométricas e fotométricas é

fornecida através da curva da sensibilidade espectral do sistema visual humano, 𝑉(𝜆), pelo que se define

a iluminância como [41]:

𝑌 = 𝐾𝑚 ∫ 𝑆(𝜆)

780𝑛𝑚

380𝑛𝑚

𝑉(𝜆)𝑑𝜆 (A.1)

onde, 𝐾𝑚 = 683 lm/W, é uma constante que estabelece a relação entre a unidade radiométrica (física)

Watt e a unidade fotométrica (fisiológica) lumen. Assim, através de um método iterativo, é possível aferir

a SPD, 𝑆(𝜆), em termos do nível de potência, de maneira a obter uma iluminância 𝑌, requerida.

Figura A.1 - Resposta fotópica normalizada do sistema visual humano, 𝑽(𝝀), cujo máximo se encontra nos

555 nm. Dados retirados da norma CIE 1931.

78

A.2 Implementação do Simulador do Modelo em MATLAB

Figura A.2 – Fluxograma do código utilizado no simulador do modelo transdérmico